·950· 工程科学学报，第39卷，第6期 dq轴电压、、：为控制量，以网侧输入正序、负 积分参数 序dg轴电流分量话、、、为控制对象，对输入电流 2.4输出电压加权合成的外环控制策略 进行解耦控制，正序、负序dg轴控制器独立地控制输 由式(24)可知，双电流解耦控制中输入有功功率 入电流的g轴分量，实现对网侧输入电流波形与功率 直流分量P决定了正负序dg轴电流指令值，根据功 因数的控制.由于电流环采用P调节，根据前馈解耦 率平衡，可令输入侧有功功率近似表示为P。=2/ 控制规律，变换器输入侧正序电压”、“”与负序电 |Z,,但该方法只适用于忽略损耗的理想状况，而实际 压”、“的控制指令方程如下式所示： 系统的损耗较难准确计算.为此，可将网侧双电流解 =-(,+)g -)+ω，Li+ei, 耦环与电压环由原本的并列结构改为级联结构，即外 (27) 环内环级联协调控制，外环PI调节后给定内环的有功 -（6+ -i)-w,Li谓+e 功率直流分量P 外环控制常采用输出侧电压幅值闭环，但该方法 =-(k+) -ig)-@;Lig +ea, 需要PLL锁相环，增加了难度和计算量，本文采用输 (28) 出侧与补偿侧电压加权合成作为反馈量，则外环输出 =-(k。+）g-g)+a,+e 有功功率直流分量的指令P·表达式如下式所示，3- 式中，k。、k分别为输入电流内环PI调节器的比例和 1MC控制框图如图6所示. 3-1MC a b c 0 克Y皇 -5 ahe 27 dg 正负序 00 /dg 分解 an (24 28 式 图6双电流解耦双闭环系统控制框图 Fig.6 Block diagram of double current decoupled closed-loop strategy P:=(k+)[U-(u.。+a.)].(29) 馈控制的输入电流仿真结果相比（图4(a)),所提控制 方法减小了三相输入电流的总谐波畸变率值，输人电 式中，kpk分别为输出侧与补偿侧电压加权合成的 流的总谐波畸变率分别为2.66%、2.16%、2.78%：输 电压外环PI调节器的比例和积分参数. 出电压u的总谐波畸变率为：3.99% 图7为双电流解耦为内环，输出侧与补偿侧电压 加权合成为外环的仿真波形：由图7()可知输人不平 3实验验证与分析 衡电压下的输入稳态电流波形良好，输出侧与补偿侧 为验证本文所提控制策略的有效性，搭建了以 电压相位差满足式(10)的要求，与采用单网侧电流反 TMS320F28335+CPLD为控制核心，基于四步换流的 10 200 (a) 100 -100 -18100i0i20.i30.1405016070.1809020 -208100.10.120.130.140.150.160.170.180.190.20 时间/s 时间/s 图7双电流解耦闭环策略仿真结果.(a)输入电流i仿真波形：(b)输出侧与补偿侧电压仿真波形 Fig.7 Simulation results of double current decoupled closed-loop strategy:(a)current waveform of input side;(b)waveforms of output and com- pensated-side voltage工程科学学报,第 39 卷,第 6 期 dq 轴电压 u p d 、u p q 、u n d 、u n q 为控制量,以网侧输入正序、负 序dq轴电流分量 i p d 、i p q 、i n d 、i n q 为控制对象,对输入电流 进行解耦控制,正序、负序 dq 轴控制器独立地控制输 入电流的 dq 轴分量,实现对网侧输入电流波形与功率 因数的控制. 由于电流环采用 PI 调节,根据前馈解耦 控制规律,变换器输入侧正序电压 u p* d 、u p* q 与负序电 压 u n* d 、u n* q 的控制指令方程如下式所示: u p* d = - ( kip + kii ) s (i p* d - i p d ) + 棕iLi p q + e p d , u p* q = - ( kip + kii ) s (i p* q - i p q ) - 棕iLi p d + e p q ì î í ï ï ï ï . (27) u n* d = - ( kip + kii ) s (i n* d - i n d ) - 棕iLi n q + e n d , u n* q = - ( kip + kii ) s (i n* q - i n q ) + 棕iLi n d + e n q ì î í ï ï ï ï . (28) 式中,kip 、kii分别为输入电流内环 PI 调节器的比例和 积分参数. 2郾 4 输出电压加权合成的外环控制策略 由式(24)可知,双电流解耦控制中输入有功功率 直流分量 Po决定了正负序 dq 轴电流指令值,根据功 率平衡,可令输入侧有功功率近似表示为 Po = U 2 out / | ZL | ,但该方法只适用于忽略损耗的理想状况,而实际 系统的损耗较难准确计算. 为此,可将网侧双电流解 耦环与电压环由原本的并列结构改为级联结构,即外 环内环级联协调控制,外环 PI 调节后给定内环的有功 功率直流分量 Po . 外环控制常采用输出侧电压幅值闭环,但该方法 需要 PLL 锁相环,增加了难度和计算量,本文采用输 出侧与补偿侧电压加权合成作为反馈量,则外环输出 有功功率直流分量的指令 P * o 表达式如下式所示,3鄄鄄 1MC 控制框图如图 6 所示. 图 6 双电流解耦双闭环系统控制框图 Fig. 6 Block diagram of double current decoupled closed鄄loop strategy P * o = ( kup + kui ) s [U * dc - (uo 孜m + ucc 孜c)]. (29) 式中,kup 、kui分别为输出侧与补偿侧电压加权合成的 电压外环 PI 调节器的比例和积分参数. 图 7 双电流解耦闭环策略仿真结果. (a)输入电流 i abc仿真波形; (b) 输出侧与补偿侧电压仿真波形 Fig. 7 Simulation results of double current decoupled closed鄄loop strategy: (a) current waveform of input side; (b) waveforms of output and com鄄 pensated鄄side voltage 图 7 为双电流解耦为内环,输出侧与补偿侧电压 加权合成为外环的仿真波形;由图 7(a)可知输入不平 衡电压下的输入稳态电流波形良好,输出侧与补偿侧 电压相位差满足式(10)的要求,与采用单网侧电流反 馈控制的输入电流仿真结果相比(图 4(a)),所提控制 方法减小了三相输入电流的总谐波畸变率值,输入电 流的总谐波畸变率分别为 2郾 66% 、2郾 16% 、2郾 78% ;输 出电压 uo的总谐波畸变率为:3郾 99% . 3 实验验证与分析 为验证本文所提控制策略的有效性,搭建了以 TMS320F28335 + CPLD 为控制核心,基于四步换流的 ·950·