第9期 刘珂等：多电流路径抑制片上电感电流拥挤效应 1693 金属线宽之和.这样电流路径越多，电感的直流电阻 感串联电阻增大的速率大于电流路径多的电感，使 越大 得多电流路径电感的电阻相对较小，如图6(b)所 示.电流拥挤效应加大了有效的电感线圈电流的间 L19 L24 距，因此电流的路径越少，相邻电感线圈之间有效电 L25 流的间距就越大，使得相邻线圈之间的耦合系数降 L27 低，电感值下降，寄生电容减小.这种效应随着频率 的增大而加强，如图6(c)所示.所以在到达自谐振 频率之前，水平电流路径越多电感值越大，还有其寄 生电容大，使其自谐振频率低，如图6(a)所示 6 10 12 4 结论 Frequency/GHz 本文详细分析了电流拥挤效应的物理原因，给 12 (b) 出了电感的电流分布趋势.推导了趋肤电阻系数公 式，进而分析得出小横截面积金属的趋肤效应低.通 过分析临近效应得出：偶耦合情况下临近效应随着 L19 6 相邻金属的宽度和间距之比的降低而减小.但是宽 .L25 L24 度小的金属直流电阻大，为此采用在电流流入流出 L27 电感的时候单圈电感并联相对窄的多电流线圈，来 降低金属的直流电阻的同时降低电感的高频电阻 10 采用4层金属的标准CMOS工艺进行了不同电流 101 Frequency/GHz 路径电感流片测试.射频工艺的中空电感的4电流 路径电感的品质因数高于单电流路径的中空电感 3.0 15%.模拟工艺的非中空电感的多电流路径电感的 (c) L19 最大品质因数高于单电流路径电感40%.将差分电 2.5 L25 L24 感的单电流路径，分成多电流路径并联，在保持了电 L27 2.0 感的电学对称性的前提下，抑制了电感的电流拥挤 1.5 效应，提高了电感的最大品质因数.多电流路径电感 线圈之间的耦合系数大，进而相对的电感值比少电 1.0 流路径的电感值大，同时由于临近效应少电流路径 0.5 的寄生电容小于多电流路径，因此多电流路径的自 0 6810 谐振频率低，多电流路径的方法是用来抑制高频电 Frequency/GHz 流拥挤的，但是在高频的时候，这种结构的品质因数 图6不同路径电感的品质因数()，串联电阻(b)和串联电感 却低于单电流路径.还有由于不同路径线圈之间的 (c) 最小距离要满足工艺要求，使得相同总体宽度的单 Fig.6 O.Rs and Ls of the inductors with different cur- 圈电感而言，其直流电阻增大.因此，多电流路径电 rent paths 感要仔细设计，使得电感的最大品质因数的频率出 现在电路的工作频率，其电感数值满足电路的要求」 显然，尽管多电流路径电感的直流电阻大，其最 这样就能确保多电流路径电感对单电流路径电感的 大品质因数仍明显高于单电流路径电感，其最大品 优势 质因数高出该频率处的单电流路径电感的品质因数 近40%，如图6(a)所示.这说明多电流路径对高频 致谢作者非常感谢杭州电子科技大学的孙玲玲教 电阻的抑制作用是明显的.越是内圈电感的电流拥 授、胡江博士，南京五十五所的李拂晓研究员在电感 挤效应越强，所以本次实验中多电流路径抑制电流 测试方面给予的无私帮助 拥挤的效果比图4的中空电感结构明显.在单圈金 属线宽相同时，电流路径越多，电感的直流电阻越 参考文献 大.所以低频时少电流路径的电感的串联电阻小；随 着频率的增大，电流拥挤效应使得电流路径少的电 [1 Tang Zhangwen,He Jie Jian Hongyan,et al.Accurate 1.08-第 9 期 刘 珂等 : 多电流路径抑制片上电感电流拥挤效应 金属线宽之和. 这样电流路径越多 ,电感的直流电阻 越大. 图 6 不同路径电感的品质因数(a) ,串联电阻(b) 和串联电感 (c) Fig. 6 Q , Rs and L s of the inductors with different cur2 rent paths 显然 ,尽管多电流路径电感的直流电阻大 ,其最 大品质因数仍明显高于单电流路径电感 ,其最大品 质因数高出该频率处的单电流路径电感的品质因数 近 40 % ,如图 6 (a) 所示. 这说明多电流路径对高频 电阻的抑制作用是明显的. 越是内圈电感的电流拥 挤效应越强 ,所以本次实验中多电流路径抑制电流 拥挤的效果比图 4 的中空电感结构明显. 在单圈金 属线宽相同时 ,电流路径越多 ,电感的直流电阻越 大. 所以低频时少电流路径的电感的串联电阻小 ;随 着频率的增大 ,电流拥挤效应使得电流路径少的电 感串联电阻增大的速率大于电流路径多的电感 ,使 得多电流路径电感的电阻相对较小 ,如图 6 ( b) 所 示. 电流拥挤效应加大了有效的电感线圈电流的间 距 ,因此电流的路径越少 ,相邻电感线圈之间有效电 流的间距就越大 ,使得相邻线圈之间的耦合系数降 低 ,电感值下降 ,寄生电容减小. 这种效应随着频率 的增大而加强 ,如图 6 (c) 所示. 所以在到达自谐振 频率之前 ,水平电流路径越多电感值越大 ,还有其寄 生电容大 ,使其自谐振频率低 ,如图 6 (a) 所示. 4 结论 本文详细分析了电流拥挤效应的物理原因 ,给 出了电感的电流分布趋势. 推导了趋肤电阻系数公 式 ,进而分析得出小横截面积金属的趋肤效应低. 通 过分析临近效应得出 :偶耦合情况下临近效应随着 相邻金属的宽度和间距之比的降低而减小. 但是宽 度小的金属直流电阻大 ,为此采用在电流流入流出 电感的时候单圈电感并联相对窄的多电流线圈 ,来 降低金属的直流电阻的同时降低电感的高频电阻. 采用 4 层金属的标准 CMOS 工艺进行了不同电流 路径电感流片测试. 射频工艺的中空电感的 4 电流 路径电感的品质因数高于单电流路径的中空电感 15 %. 模拟工艺的非中空电感的多电流路径电感的 最大品质因数高于单电流路径电感 40 %. 将差分电 感的单电流路径 ,分成多电流路径并联 ,在保持了电 感的电学对称性的前提下 ,抑制了电感的电流拥挤 效应 ,提高了电感的最大品质因数. 多电流路径电感 线圈之间的耦合系数大 ,进而相对的电感值比少电 流路径的电感值大 ,同时由于临近效应少电流路径 的寄生电容小于多电流路径 ,因此多电流路径的自 谐振频率低 ,多电流路径的方法是用来抑制高频电 流拥挤的 ,但是在高频的时候 ,这种结构的品质因数 却低于单电流路径. 还有由于不同路径线圈之间的 最小距离要满足工艺要求 ,使得相同总体宽度的单 圈电感而言 ,其直流电阻增大. 因此 ,多电流路径电 感要仔细设计 ,使得电感的最大品质因数的频率出 现在电路的工作频率 ,其电感数值满足电路的要求. 这样就能确保多电流路径电感对单电流路径电感的 优势. 致谢 作者非常感谢杭州电子科技大学的孙玲玲教 授、胡江博士 ,南京五十五所的李拂晓研究员在电感 测试方面给予的无私帮助. 参考文献 [ 1 ] Tang Zhangwen , He Jie ,Jian Hongyan ,et al. Accurate 11082 3961