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第1期 王久和等：采用功率内环和电压平方外环的电压型PWM整流器 .91. 压平方外环的控制结构，克服了直接电流控制、直接 系中瞬时有功功率和无功功率为： 功率控制及非线性控制策略的不足，具有系统响应 p=、3/2Umia 快、稳定性好、抗负载扰动能力强及结构简单的优 (2) g=、3/2Umig 点，计算机仿真证明了该策略的可行性 根据电压型PWM整流器在dg同步旋转坐标 1电压型PWM整流器功率控制模型 系中的数学模型式(1)及功率计算式(2)，可得以P、 1.1在dg两相同步旋转坐标系统中电压型PWM q为变量的功率控制数学模型： 整流器数学模型 L出=1.5Ua-Rp+Lq-Prd dt 电压型PWM整流器主电路拓扑结构如图1所 (3) 示.图中a、6、u为三相对称电源相电压；ia、6、 dq=-Rg-oLp qrq dt e为三相线电流：Sa、S6、S。为整流器的开关函数， 3 S,定义为单极性二值逻辑开关函数，S;(j=a,b, 式中，p:= E Umu:ag=之Umg视为整 c)=1(上桥臂开关导通，下桥臂开关关断)，S,=0 流器的功率控制输入， (下桥臂开关导通，上桥臂开关关断)：U为直流电 若略去电阻R和主电路开关功率损失，根据功 压；R、L为滤波电抗器的电阻和电感；C为直流侧 率平衡，由式(1)可得： 电容；RL为负载；ura、山rb、ure为整流器的输入相电 压：红为负载电流，为建立数学模型作如下假设： p=ua=cu胎+层-专c+贵 (1)电源为三相对称正弦电压；(2)滤波电感是线 (4) 性的，且不考虑饱和：（③）开关为理想开关，无损耗， 式中，Ua=U 由式(4)可得 C(o)-得o5Ra币 (5) R 综合式(3)、(5)可得电压型PWM整流器的功率控 制系统结构如图2所示， 11.5U2 R+sL 0.5RC+1忘 L 图1电压型PWM整流器主电路 Fig.1 Power circuit of a three phase voltage type PWM rectifier . 由图1可得整流器在三相电压型PWM整流器 在dg两相同步旋转坐标系中的数学模型为： R+SL Ld=wRia十owli,-4d 图2电压型PWM整流器的功率控制模型 dt Fig.2 Power control model of a three phase voltage type PWM ree- db=4,-Ri,一Lia-ug (1) tifier 0c=ia-i让=(iasa十igSg)-R 由式（③）和图2可知，p、q是相互耦合的，给功 C dt 率控制造成了困难，由式(4)可知，直流电压由p决 式中，hrd=SaUde；urg=SgUd;urd、urg和Sd、Sg 定 分别为整流器输入电压矢量、开关函数在d、q上的 分量；a、g和ia、g为交流电源电压矢量、电流矢 2基于功率解耦控制的电压型PWM整流 量在d、q上的分量；在三相电源对称时，a= 器控制 √3/2Um,,=0,Um为电源相电压的幅值. 为实现三相电压型PWM整流器前馈功率解耦 1.2电压型PWM整流器功率控制数学模型 控制，将式(3)电压型PWM整流器在dg两相同步 在三相电源对称时，在dg两相同步旋转坐标 旋转坐标系中的功率控制模型变为如下形式：压平方外环的控制结构克服了直接电流控制、直接 功率控制及非线性控制策略的不足具有系统响应 快、稳定性好、抗负载扰动能力强及结构简单的优 点．计算机仿真证明了该策略的可行性． 1 电压型 PWM 整流器功率控制模型 1∙1 在 dq 两相同步旋转坐标系统中电压型 PWM 整流器数学模型 电压型 PWM 整流器主电路拓扑结构如图1所 示．图中 ua、ub、uc 为三相对称电源相电压；ia、ib、 ic 为三相线电流；Sa、Sb、Sc 为整流器的开关函数 Sj 定义为单极性二值逻辑开关函数Sj （ j ＝ ab c）＝1（上桥臂开关导通下桥臂开关关断）Sj ＝0 （下桥臂开关导通上桥臂开关关断）；Udc为直流电 压；R、L 为滤波电抗器的电阻和电感；C 为直流侧 电容；RL 为负载；ur a、ur b、urc为整流器的输入相电 压；iL 为负载电流．为建立数学模型作如下假设： （1） 电源为三相对称正弦电压；（2） 滤波电感是线 性的且不考虑饱和；（3） 开关为理想开关无损耗． 图1 电压型 PWM 整流器主电路 Fig．1 Power circuit of a three-phase voltage-type PWM rectifier 由图1可得整流器在三相电压型 PWM 整流器 在 dq 两相同步旋转坐标系中的数学模型为： L d id d t ＝ ud— Rid＋ωL iq— ur d L d iq d t ＝ uq— Riq—ωL id— ur q C d Udc d t ＝ idc— iL＝（ idSd＋ iqSq）— Udc RL （1） 式中ur d＝ SdUdc；ur q ＝ SqUdc；ur d、ur q 和 Sd、Sq 分别为整流器输入电压矢量、开关函数在 d、q 上的 分量；ud、uq 和 id、iq 为交流电源电压矢量、电流矢 量在 d、q 上的分量；在三相电源对称时ud ＝ 3／2Umuq＝0Um 为电源相电压的幅值． 1∙2 电压型 PWM整流器功率控制数学模型 在三相电源对称时在 dq 两相同步旋转坐标 系中瞬时有功功率和无功功率为： p＝ 3／2Um id q＝ 3／2Um iq （2） 根据电压型 PWM 整流器在 dq 同步旋转坐标 系中的数学模型式（1）及功率计算式（2）可得以 p、 q 为变量的功率控制数学模型： L d p d t ＝1∙5U 2 m— Rp＋ωLq— pr d L d q d t ＝— Rq—ωL p—qr q （3） 式中pr d＝ 3 2 Um ur dqr q ＝ 3 2 Um ur q视为整 流器的功率控制输入． 若略去电阻 R 和主电路开关功率损失根据功 率平衡由式（1）可得： p＝ Udc idc＝CUdc d Udc d t ＋ U 2 dc RL ＝ 1 2 C d Ud d t ＋ Ud RL （4） 式中Ud＝ U 2 dc． 由式（4）可得 GL（ s）＝ Ud（ s） P（ s） ＝ RL 0∙5RL Cs＋1 （5） 综合式（3）、（5）可得电压型 PWM 整流器的功率控 制系统结构如图2所示． 图2 电压型 PWM 整流器的功率控制模型 Fig．2 Power control model of a three-phase voltage-type PWM rectifier 由式（3）和图2可知p、q 是相互耦合的给功 率控制造成了困难．由式（4）可知直流电压由 p 决 定． 2 基于功率解耦控制的电压型 PWM 整流 器控制 为实现三相电压型 PWM 整流器前馈功率解耦 控制将式（3）电压型 PWM 整流器在 dq 两相同步 旋转坐标系中的功率控制模型变为如下形式： 第1期 王久和等： 采用功率内环和电压平方外环的电压型 PWM 整流器 ·91·