3期 金黎明等：一种低噪声高线性度CMOS上变频混频器 365 导，G表示开关对在一个周期内的平均跨导，R,表 大的动态功耗。为解决这个问题，采用两级小尺寸倒 示源阻抗。 相器级联的方式来实现开关功能，不仅降低功耗，同 而在开关跨导型混频器结构中，开关对不贡献 时也降低了对于提供本振信号的振荡器电路驱动能 噪声，因此单边带噪声系数可表示为) 力的要求。 2(X+r1gm1)gm10+ 负载采用电感电容谐振网络LC tank)实现，因 N FssB= Z (4) 为电感不消耗直流压降，此电路可以在低电压条件 下工作。在本设计中，采用自己设计的片上中心抽头 差分电感1代替两个独立电感，减小芯片面积。电感 f 的s参数仿真利用A gilent M om entum软件实现，然 RF+ RF- 后根据s参数建立电感的等效模型，放入混频器电 路中进行整体电路的仿真。 电感采用多层金属并联的方式实现，品质因数 BB- (O值)比较高，故谐振网络的差分并联阻抗值可以 高达1k2因此对于性能指标要求的转换增益，跨导 gm可以取相对较小的值。于是根据式(7)，跨导管可 以有更大的过驱动电压V此，同时，减小跨导gm能减 小跨导管贡献的噪声。 Ve=V os.Vr=2los (7) 8m 图3上变频混频器电路 MOS管工作在强反型区时，其电流与过驱动 Fig 3 Schem atic of the upconversion m ixer 电压的关系如下四 y 2.3线性度 1=K1+0m (8) MOS管的小信号电流-电压关系可表示为 其中，日和K是与工艺和MOS管尺寸相关常数。由 io=givgs+g2vis+g3ves (5) 此可以推导得到跨导以及跨导的二次导数的表达式 其中g1小g2和g3分别为MOS管跨导的各阶泰勒系 d- 2y+0 gm= d en (1+0 (9) 数。开关跨导型混频器结构中，当倒相器输出低电 a1 .60 平，跨导管导通，此时倒相器可以等效成跨导管共源 8m=0=1+0) (10) 级与地之间的一个串联电阻R。则引入R。后，差分 两者的比例关系如下 输出电流和差分输入电压关系可表示为 gm÷ -60 gm(2yer+0)(1+日ya) (11) io=gIVRF+ g。g3R。 4-1+2gR vR厅 (6) 由此可以知道，对于跨导级而言，更大的过驱动 当MOS管工作在强反型状态下时，系数g3为 电压会有更好的线性度。 负值，系数g2为正值，因此R。的引入会恶化跨导的 线性度。但只要把R。控制在一个比较小的值，线性 4 测试结果 度的恶化程度可忽略，这就要求倒相器MOS管的宽 长比要尽量大。但是考虑到功耗以及寄生电容方面 电路采用中芯国际0.18 m CMOS工艺流片实 的影响，宽长比并非越大越大，这就需要在设计和仿 现。图4是键合后芯片的显微照片，图5是测试电路 真时折衷处理。 板的照片。芯片面积为0.63mm×0.78mm。在1.8V 电源电压下工作，芯片的平均电流功耗为10mA。为 3上变频混频器设计 减小寄生效应，芯片采用COB(Chip on board)封装。 本振信号频率固定为900MHz,功率为0dBm。 图3给出了低噪声高线性度的上变频混频器电 图6表示的是转换增益的仿真和测试值随输入信号 路结构，该电路采用开关跨导型结构。为具有更好的 频率变化的结果。谐振网络的谐振频率测试结果约 开关特性，倒相器需要更大的尺寸，而这必然带来更 为950MHz,比仿真值高了大约50MHz此外，测试 1994-2008 China Academie Journal Electronic Publishing House.All rights reserved.http://www.cnki.net导, G 表示开关对在一个周期内的平均跨导, R s 表 示源阻抗。 而在开关跨导型混频器结构中, 开关对不贡献 噪声, 因此单边带噪声系数可表示为[ 5 ] N F SSB = Α c 2 + 2 (Χ1 + rg1gm 1) gm 1Α+ 1 ZL c 2 g 2 m 1 R s (4) 图3 上变频混频器电路 F ig. 3 Schem atic of the upconversion m ixer 213 线性度 M O S 管的小信号电流2电压关系可表示为 io = g 1v gs + g 2v 2 gs + g 3v 3 gs (5) 其中g 1、g 2 和g 3 分别为M O S 管跨导的各阶泰勒系 数。开关跨导型混频器结构中, 当倒相器输出低电 平, 跨导管导通, 此时倒相器可以等效成跨导管共源 级与地之间的一个串联电阻R o。则引入R o 后, 差分 输出电流和差分输入电压关系可表示为 io = g 1vRF + g 3 4 - g 2 2 R o 1 + 2g 1R o v 3 RF (6) 当M O S 管工作在强反型状态下时, 系数g 3 为 负值, 系数g 2 为正值, 因此R o 的引入会恶化跨导的 线性度。但只要把R o 控制在一个比较小的值, 线性 度的恶化程度可忽略, 这就要求倒相器M O S 管的宽 长比要尽量大。但是考虑到功耗以及寄生电容方面 的影响, 宽长比并非越大越大, 这就需要在设计和仿 真时折衷处理。 3 上变频混频器设计 图3 给出了低噪声高线性度的上变频混频器电 路结构, 该电路采用开关跨导型结构。为具有更好的 开关特性, 倒相器需要更大的尺寸, 而这必然带来更 大的动态功耗。为解决这个问题, 采用两级小尺寸倒 相器级联的方式来实现开关功能, 不仅降低功耗, 同 时也降低了对于提供本振信号的振荡器电路驱动能 力的要求。 负载采用电感电容谐振网络(L C tank) 实现, 因 为电感不消耗直流压降, 此电路可以在低电压条件 下工作。在本设计中, 采用自己设计的片上中心抽头 差分电感[ 8 ]代替两个独立电感, 减小芯片面积。电感 的s 参数仿真利用A gilen t M om en tum 软件实现, 然 后 根据 s 参数建立电感的等效模型, 放入混频器电 路中进行整体电路的仿真。 电感采用多层金属并联的方式实现, 品质因数 (Q 值) 比较高, 故谐振网络的差分并联阻抗值可以 高达1 k8 , 因此对于性能指标要求的转换增益, 跨导 gm 可以取相对较小的值。于是根据式(7) , 跨导管可 以有更大的过驱动电压V eff, 同时, 减小跨导gm 能减 小跨导管贡献的噪声。 V eff = V GS - V T = 2IDS gm (7) 当M O S 管工作在强反型区时, 其电流与过驱动 电压的关系如下[ 7 ] I = K V 2 eff 1 + ΗV eff (8) 其中, Η和K 是与工艺和M O S 管尺寸相关常数。由 此可以推导得到跨导以及跨导的二次导数的表达式 gm = 5I 5V eff = 2V eff + ΗV 2 eff (1 + ΗV eff) 2 (9) g ″ m = 5 3 I 5V 3 eff = - 6Η (1 + ΗV eff) 4 (10) 两者的比例关系如下 g ″ m gm = - 6Η (2V eff + ΗV 2 eff) (1 + ΗV eff) 2 (11) 由此可以知道, 对于跨导级而言, 更大的过驱动 电压会有更好的线性度。 4 测试结果 电路采用中芯国际0118 Λm CM O S 工艺流片实 现。图4 是键合后芯片的显微照片, 图5 是测试电路 板的照片。芯片面积为0163mm ×0178 mm。在118V 电源电压下工作, 芯片的平均电流功耗为10mA。为 减小寄生效应, 芯片采用COB (Ch ip on board) 封装。 本振信号频率固定为900M H z, 功率为0 dBm。 图6 表示的是转换增益的仿真和测试值随输入信号 频率变化的结果。谐振网络的谐振频率测试结果约 为950M H z, 比仿真值高了大约50M H z。此外, 测试 563 3 期 金黎明等: 一种低噪声高线性度CM O S 上变频混频器