第28卷第3期 固体电子学研究与进展 Vol 28,Na.3 2008年9月 RESEARCH PRO GRESS OF SSE Scp.,2008 射频与微波 一种低噪声高线性度αMOS上变频混频器 金黎明倪熔华唐长文”闵昊 (复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室，上海，201203) 2007-10-15收稿，2008-01-02收改稿 摘要：设计实现了一种采用开关跨导型结构的低噪声高线性度上变频混频器，详细分析了电路的噪声特性和 线性度等性能参数，本振频率为900MHz。芯片采用0.18 mM ixed signal CMOS工艺实现。测试结果表明，混频 器的转换增益约为8dB,单边带噪声系数约为11dB,输入参考三阶交调点(IP3)约为10.5dBm。芯片工作在1.8V 电源电压下，消耗的电流为10mA,芯片总面积为0.63mm×0.78mm。 关键词：混频器，开关跨导，噪声系数，三阶交调点 中图分类号：TN4文献标识码A 文章编号：1000-3819(2008)03-363-05 A Low Noise High L inearity CMOS Upconversion M ixer JN L m ing N IRonghua TANG Zhangw en M N Hao (S tate Key L aboratory of AS IC and Systen,Fudan University,Shanghai,201203,CHN) Abstract In this paper,a low no ise high linearity m ixer is presented,exp loiting a sw itched transconductor topology.Its noise figure(NF)and linearity are analyzed particularly.The LO frequency is 900 MHz The m ixer chip is mp lem ented in 0.18 im m ixed signal CMOS process The m easurem ent result show s that the conversion gain of them ixer is about 8 dB,the SSB NF is about 11 dB,and the input-referred third-order intercept po int(IIP3)is about 10.5 dBm.The chip consumes 10 mA at 1.8 V power supply and the size of the whole chip is 0.63 mm X0.78 mm. Key words m ixer,switched tran sconductor,noise figure;third-order intercept point EEACC:1250 吉尔伯特结构也被广泛采用)。但是由于电路中器 1引 言 件数目较多，且每个器件都贡献噪声，吉尔伯特结构 的噪声性能普遍比较差，通常单边带噪声系数(SSB 混频器主要分为有源和无源两种类型。对于 NF)都在15dB以上。 无源混频器，由于没有直流工作电流，其在闪烁噪声 文献[4]在吉尔伯特结构的基础上，采取一种噪 方面有很大的优势，但是由于增益在0B以下，对 声消除技术，通过增加一些器件，动态抽取流过开关 于射频收发机系统中其他模块的增益要求大幅提 的电流，减小开关的噪声贡献，一次实现噪声性能的 高，而且造成混频器的后级模块对系统整体噪声系 提高。但是实际测试结果表明，这种方法也仅仅是减 数的贡献增大，它的应用范围因此受到很大限制。在 小开关低频闪烁噪声的贡献，而且电路的设计复杂 有源混频器中，吉尔伯特结构仍然是目前最为常见 度大幅度提高。 的混频器结构2。为使电路能在低电压下工作，折叠 基金项目：国家高科技研究发展计划资助项目（项目编号：2007AA01Z282) 联系作者：Email av tang(@fudan edu cn 1994-2008 China Academic Journal Electronic Publishing House.All rights reserved.http://www.cnki.net
射频与微波 一种低噪声高线性度CMO S 上变频混频器 Ξ 金黎明 倪熔华 唐长文 ΞΞ 闵 昊 (复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室, 上海, 201203) 2007210215 收稿, 2008201202 收改稿 摘要: 设计实现了一种采用开关跨导型结构的低噪声高线性度上变频混频器, 详细分析了电路的噪声特性和 线性度等性能参数, 本振频率为900 M H z。芯片采用0118 Λm M ixed signal CM O S 工艺实现。测试结果表明, 混频 器的转换增益约为8 dB, 单边带噪声系数约为11 dB, 输入参考三阶交调点( IIP3) 约为1015 dBm。芯片工作在118 V 电源电压下, 消耗的电流为10 mA , 芯片总面积为0163 mm ×0178 mm。 关键词: 混频器; 开关跨导; 噪声系数; 三阶交调点 中图分类号: TN 4 文献标识码: A 文章编号: 100023819 (2008) 032363205 A L ow No ise H igh L inear ity CMOS Upconversion M ixer J IN L im ing N I Ronghua TAN G Zhangw en M IN H ao (S tate K ey L aboratory of A S IC and S y stem , F ud an U niversity , S hang hai, 201203, CH N ) Abstract: In th is paper, a low no ise h igh linearity m ixer is p resen ted, exp lo iting a sw itched tran sconducto r topo logy. Its no ise figu re (N F) and linearity are analyzed particu larly. T he LO frequency is 900 M H z. T he m ixer ch ip is im p lem en ted in 0118 Λm m ixed signal CM O S p rocess. T he m easu rem en t resu lt show s that the conversion gain of the m ixer is abou t 8 dB, the SSB N F is abou t 11 dB, and the inpu t2referred th ird2o rder in tercep t po in t ( IIP3) is abou t 1015 dBm. T he ch ip con sum es 10 mA at 118 V pow er supp ly and the size of the w ho le ch ip is 0163 mm ×0178 mm. Key words: m ixer; switched tran sconductor; no ise f igure; th ird-order in tercept po in t EEACC: 1250 1 引 言 混频器主要分为有源和无源两种类型[ 1 ]。对于 无源混频器, 由于没有直流工作电流, 其在闪烁噪声 方面有很大的优势, 但是由于增益在 0 dB 以下, 对 于射频收发机系统中其他模块的增益要求大幅提 高, 而且造成混频器的后级模块对系统整体噪声系 数的贡献增大, 它的应用范围因此受到很大限制。在 有源混频器中, 吉尔伯特结构仍然是目前最为常见 的混频器结构[ 2 ]。为使电路能在低电压下工作, 折叠 吉尔伯特结构也被广泛采用[ 3 ]。但是由于电路中器 件数目较多, 且每个器件都贡献噪声, 吉尔伯特结构 的噪声性能普遍比较差, 通常单边带噪声系数(SSB N F) 都在15 dB 以上。 文献[4 ]在吉尔伯特结构的基础上, 采取一种噪 声消除技术, 通过增加一些器件, 动态抽取流过开关 的电流, 减小开关的噪声贡献, 一次实现噪声性能的 提高。但是实际测试结果表明, 这种方法也仅仅是减 小开关低频闪烁噪声的贡献, 而且电路的设计复杂 度大幅度提高。 第28卷 第3期 2008 年9 月 固体电子学研究与进展 R ESEA RCH & PRO GR ESS O F SSE V o l. 28,N o. 3 Sep. , 2008 Ξ ΞΞ 联系作者: E2m ail: zw tang@fudan. edu. cn 基金项目: 国家高科技研究发展计划资助项目(项目编号: 2007AA 01Z282)
364 固体电子学研究与进展 28卷 文中设计了一种上变频混频器电路，采用开关 跨导型结构实现，消除开关对噪声的贡献，降低混频 器的噪声系数。同时采用电感电容谐振网络作为负 RF+ RF- 载，能够有效提高交流负载阻抗值，降低对混频器跨 导的要求，增大跨导管过驱动电压，从而实现高的线 性度。 RR- 2 混频器电路结构 2.1结构比较 图1是传统的吉尔伯特双平衡混频器结构，它 由跨导级Ms和M6管)、开关对M~M4管)和输 图2开关跨导型混频器结构 出负载(Z)构成。输入低频基带信号通过跨导级转 Fig 2 Sw itched transconductor m ixer topo logy 换成电流信号，然后通过开关对的切换实现频率转 换，最后由负载阻抗将电流信号转换成电压信号输 孟m=4kTgm (2) 出。 它们都是小信号跨导gm的函数。因此当M0S管截 止时，产生的噪声电流基本可忽略。对于传统的吉尔 伯特结构，跨导管始终处于导通状态，开关只是切换 电流的流向。而在开关跨导型混频器结构中，在同一 RF+ RF- 时刻仅有半数跨导管处于导通状态，因此跨导管虽 然数目增加了一倍，但是产生的噪声和传统吉尔伯 T民吉民 特结构相同。 在开关跨导型结构中，任一个倒相器所控制的 “对跨导管的工作状态是相同的，因此倒相器产生 的噪声到差分输出两端的贡献是共模噪声，可以实 现差分抵消。所以，此结构中输出噪声仅有跨导级和 负载贡献。 图1吉尔伯特混频器结构 而对于传统吉尔伯特混频器而言，每一个开关 Fig 1 Gilbert m ixer topology MOS管的噪声都会在输出端贡献噪声，而且是独立 不相关的，故总的输出噪声中开关的贡献很大6。虽 图2是开关跨导型混频器结构。与吉尔伯特 然跨导级与开关跨导型结构中的倒相器处在相同的 结构类似，它也由跨导级、开关对和负载阻抗构成， 位置，但是与跨导MOS管串联的开关对中，在同一 但是改变了跨导和开关的相对位置，并且开关对改 时间仅有一个开为MOS管处于导通状态，因此任一 由倒相器实现。在本振信号的正半周，M5和M6管组 个跨易MOS管的噪声并不能同时输出到差分两端， 成的倒相器输出低电平，M7和M8管组成的倒相器 无法像开关跨导型结构中的倒相器那样实现噪声抵 输出高电平，跨导M1和M,管导通，M3和M4管截 消。传统吉尔伯特混频器的单边带噪声系数可表示 止：在本振信号负半周期，工作状态正好相反。由此 为 可见，开关跨导型混频器的频率转换原理和传统的 吉尔伯特混频器类似。 NFs遇=2 2.2噪声系数 2(+resgms)gms+4)G+4ra1G+ MOS管产生的闪烁噪声和热噪声电流可分别 c2g品sRs 表示为 (3) =所好 其中x和c是与本振信号有关的参数，X和gm分 (1) 别表示各MOS管的噪声因子、栅电阻和小信号跨 1994-2008 China Academic Journal Electronic Publishing House.All rights reserved.http://www.cnki.net
文中设计了一种上变频混频器电路, 采用开关 跨导型结构实现, 消除开关对噪声的贡献, 降低混频 器的噪声系数。同时采用电感电容谐振网络作为负 载, 能够有效提高交流负载阻抗值, 降低对混频器跨 导的要求, 增大跨导管过驱动电压, 从而实现高的线 性度。 2 混频器电路结构 211 结构比较 图 1 是传统的吉尔伯特双平衡混频器结构, 它 由跨导级(M 5 和M 6 管)、开关对(M 1～M 4 管) 和输 出负载(ZL ) 构成。输入低频基带信号通过跨导级转 换成电流信号, 然后通过开关对的切换实现频率转 换, 最后由负载阻抗将电流信号转换成电压信号输 出。 图1 吉尔伯特混频器结构 F ig. 1 Gilbert m ixer topo logy 图2 是开关跨导型混频器结构[ 5 ]。与吉尔伯特 结构类似, 它也由跨导级、开关对和负载阻抗构成, 但是改变了跨导和开关的相对位置, 并且开关对改 由倒相器实现。在本振信号的正半周,M 5 和M 6 管组 成的倒相器输出低电平,M 7 和M 8 管组成的倒相器 输出高电平, 跨导对M 1 和M 2 管导通,M 3 和M 4 管截 止; 在本振信号负半周期, 工作状态正好相反。由此 可见, 开关跨导型混频器的频率转换原理和传统的 吉尔伯特混频器类似。 212 噪声系数 M O S 管产生的闪烁噪声和热噪声电流可分别 表示为[ 1 ] i 2 n, 1öf = K CoxW L 1 f g 2 m (1) 图2 开关跨导型混频器结构 F ig. 2 Sw itched transconducto r m ixer topo logy i 2 n, thm = 4kT Χgm (2) 它们都是小信号跨导gm 的函数。因此当M O S 管截 止时, 产生的噪声电流基本可忽略。对于传统的吉尔 伯特结构, 跨导管始终处于导通状态, 开关只是切换 电流的流向。而在开关跨导型混频器结构中, 在同一 时刻仅有半数跨导管处于导通状态, 因此跨导管虽 然数目增加了一倍, 但是产生的噪声和传统吉尔伯 特结构相同。 在开关跨导型结构中, 任一个倒相器所控制的 一对跨导管的工作状态是相同的, 因此倒相器产生 的噪声到差分输出两端的贡献是共模噪声, 可以实 现差分抵消。所以, 此结构中输出噪声仅有跨导级和 负载贡献。 而对于传统吉尔伯特混频器而言, 每一个开关 M O S 管的噪声都会在输出端贡献噪声, 而且是独立 不相关的, 故总的输出噪声中开关的贡献很大[ 6 ]。虽 然跨导级与开关跨导型结构中的倒相器处在相同的 位置, 但是与跨导M O S 管串联的开关对中, 在同一 时间仅有一个开关M O S 管处于导通状态, 因此任一 个跨导M O S 管的噪声并不能同时输出到差分两端, 无法像开关跨导型结构中的倒相器那样实现噪声抵 消。传统吉尔伯特混频器的单边带噪声系数可表示 为[ 7 ] N F SSB = Α c 2 + 2 (Χ5 + rg5gm 5) gm 5Α+ 4Χ1 G1 + 4rg1 G 2 1 + 1 ZL c 2 g 2 m 5 R s (3) 其中Α和c 是与本振信号有关的参数, Χ、rg 和gm 分 别表示各M O S 管的噪声因子、栅电阻和小信号跨 463 固 体 电 子 学 研 究 与 进 展 28 卷
3期 金黎明等：一种低噪声高线性度CMOS上变频混频器 365 导，G表示开关对在一个周期内的平均跨导，R,表 大的动态功耗。为解决这个问题，采用两级小尺寸倒 示源阻抗。 相器级联的方式来实现开关功能，不仅降低功耗，同 而在开关跨导型混频器结构中，开关对不贡献 时也降低了对于提供本振信号的振荡器电路驱动能 噪声，因此单边带噪声系数可表示为) 力的要求。 2(X+r1gm1)gm10+ 负载采用电感电容谐振网络LC tank)实现，因 N FssB= Z (4) 为电感不消耗直流压降，此电路可以在低电压条件 下工作。在本设计中，采用自己设计的片上中心抽头 差分电感1代替两个独立电感，减小芯片面积。电感 f 的s参数仿真利用A gilent M om entum软件实现，然 RF+ RF- 后根据s参数建立电感的等效模型，放入混频器电 路中进行整体电路的仿真。 电感采用多层金属并联的方式实现，品质因数 BB- (O值)比较高，故谐振网络的差分并联阻抗值可以 高达1k2因此对于性能指标要求的转换增益，跨导 gm可以取相对较小的值。于是根据式(7)，跨导管可 以有更大的过驱动电压V此，同时，减小跨导gm能减 小跨导管贡献的噪声。 Ve=V os.Vr=2los (7) 8m 图3上变频混频器电路 MOS管工作在强反型区时，其电流与过驱动 Fig 3 Schem atic of the upconversion m ixer 电压的关系如下四 y 2.3线性度 1=K1+0m (8) MOS管的小信号电流-电压关系可表示为 其中，日和K是与工艺和MOS管尺寸相关常数。由 io=givgs+g2vis+g3ves (5) 此可以推导得到跨导以及跨导的二次导数的表达式 其中g1小g2和g3分别为MOS管跨导的各阶泰勒系 d- 2y+0 gm= d en (1+0 (9) 数。开关跨导型混频器结构中，当倒相器输出低电 a1 .60 平，跨导管导通，此时倒相器可以等效成跨导管共源 8m=0=1+0) (10) 级与地之间的一个串联电阻R。则引入R。后，差分 两者的比例关系如下 输出电流和差分输入电压关系可表示为 gm÷ -60 gm(2yer+0)(1+日ya) (11) io=gIVRF+ g。g3R。 4-1+2gR vR厅 (6) 由此可以知道，对于跨导级而言，更大的过驱动 当MOS管工作在强反型状态下时，系数g3为 电压会有更好的线性度。 负值，系数g2为正值，因此R。的引入会恶化跨导的 线性度。但只要把R。控制在一个比较小的值，线性 4 测试结果 度的恶化程度可忽略，这就要求倒相器MOS管的宽 长比要尽量大。但是考虑到功耗以及寄生电容方面 电路采用中芯国际0.18 m CMOS工艺流片实 的影响，宽长比并非越大越大，这就需要在设计和仿 现。图4是键合后芯片的显微照片，图5是测试电路 真时折衷处理。 板的照片。芯片面积为0.63mm×0.78mm。在1.8V 电源电压下工作，芯片的平均电流功耗为10mA。为 3上变频混频器设计 减小寄生效应，芯片采用COB(Chip on board)封装。 本振信号频率固定为900MHz,功率为0dBm。 图3给出了低噪声高线性度的上变频混频器电 图6表示的是转换增益的仿真和测试值随输入信号 路结构，该电路采用开关跨导型结构。为具有更好的 频率变化的结果。谐振网络的谐振频率测试结果约 开关特性，倒相器需要更大的尺寸，而这必然带来更 为950MHz,比仿真值高了大约50MHz此外，测试 1994-2008 China Academie Journal Electronic Publishing House.All rights reserved.http://www.cnki.net
导, G 表示开关对在一个周期内的平均跨导, R s 表 示源阻抗。 而在开关跨导型混频器结构中, 开关对不贡献 噪声, 因此单边带噪声系数可表示为[ 5 ] N F SSB = Α c 2 + 2 (Χ1 + rg1gm 1) gm 1Α+ 1 ZL c 2 g 2 m 1 R s (4) 图3 上变频混频器电路 F ig. 3 Schem atic of the upconversion m ixer 213 线性度 M O S 管的小信号电流2电压关系可表示为 io = g 1v gs + g 2v 2 gs + g 3v 3 gs (5) 其中g 1、g 2 和g 3 分别为M O S 管跨导的各阶泰勒系 数。开关跨导型混频器结构中, 当倒相器输出低电 平, 跨导管导通, 此时倒相器可以等效成跨导管共源 级与地之间的一个串联电阻R o。则引入R o 后, 差分 输出电流和差分输入电压关系可表示为 io = g 1vRF + g 3 4 - g 2 2 R o 1 + 2g 1R o v 3 RF (6) 当M O S 管工作在强反型状态下时, 系数g 3 为 负值, 系数g 2 为正值, 因此R o 的引入会恶化跨导的 线性度。但只要把R o 控制在一个比较小的值, 线性 度的恶化程度可忽略, 这就要求倒相器M O S 管的宽 长比要尽量大。但是考虑到功耗以及寄生电容方面 的影响, 宽长比并非越大越大, 这就需要在设计和仿 真时折衷处理。 3 上变频混频器设计 图3 给出了低噪声高线性度的上变频混频器电 路结构, 该电路采用开关跨导型结构。为具有更好的 开关特性, 倒相器需要更大的尺寸, 而这必然带来更 大的动态功耗。为解决这个问题, 采用两级小尺寸倒 相器级联的方式来实现开关功能, 不仅降低功耗, 同 时也降低了对于提供本振信号的振荡器电路驱动能 力的要求。 负载采用电感电容谐振网络(L C tank) 实现, 因 为电感不消耗直流压降, 此电路可以在低电压条件 下工作。在本设计中, 采用自己设计的片上中心抽头 差分电感[ 8 ]代替两个独立电感, 减小芯片面积。电感 的s 参数仿真利用A gilen t M om en tum 软件实现, 然 后 根据 s 参数建立电感的等效模型, 放入混频器电 路中进行整体电路的仿真。 电感采用多层金属并联的方式实现, 品质因数 (Q 值) 比较高, 故谐振网络的差分并联阻抗值可以 高达1 k8 , 因此对于性能指标要求的转换增益, 跨导 gm 可以取相对较小的值。于是根据式(7) , 跨导管可 以有更大的过驱动电压V eff, 同时, 减小跨导gm 能减 小跨导管贡献的噪声。 V eff = V GS - V T = 2IDS gm (7) 当M O S 管工作在强反型区时, 其电流与过驱动 电压的关系如下[ 7 ] I = K V 2 eff 1 + ΗV eff (8) 其中, Η和K 是与工艺和M O S 管尺寸相关常数。由 此可以推导得到跨导以及跨导的二次导数的表达式 gm = 5I 5V eff = 2V eff + ΗV 2 eff (1 + ΗV eff) 2 (9) g ″ m = 5 3 I 5V 3 eff = - 6Η (1 + ΗV eff) 4 (10) 两者的比例关系如下 g ″ m gm = - 6Η (2V eff + ΗV 2 eff) (1 + ΗV eff) 2 (11) 由此可以知道, 对于跨导级而言, 更大的过驱动 电压会有更好的线性度。 4 测试结果 电路采用中芯国际0118 Λm CM O S 工艺流片实 现。图4 是键合后芯片的显微照片, 图5 是测试电路 板的照片。芯片面积为0163mm ×0178 mm。在118V 电源电压下工作, 芯片的平均电流功耗为10mA。为 减小寄生效应, 芯片采用COB (Ch ip on board) 封装。 本振信号频率固定为900M H z, 功率为0 dBm。 图6 表示的是转换增益的仿真和测试值随输入信号 频率变化的结果。谐振网络的谐振频率测试结果约 为950M H z, 比仿真值高了大约50M H z。此外, 测试 563 3 期 金黎明等: 一种低噪声高线性度CM O S 上变频混频器
366 固体电子学研究与进展 28卷 分量。扫描输入双音信号的功率，得到输入参考三阶 交调点的测试结果，如图8所示。由于线性度测试方 案中，输出没有实现阻抗匹配，信号受到一定程度的 衰减。但是由于一阶信号和三阶交调量的频率非常 接近，衰减的程度几乎相同，因此不影响三阶交调点 的测试结果。最后，输入参考三阶交调点的测试结果 为10.5dBm。 -76.11dBm 图4芯片显微照片 Marker Fig 4 M icropho to of the chp 891.507000MHz -76.11dBm 890.000MHz Span 4 MHz Res BW 39 kHz VBW 39 kHz Sweep 3.2 ms(602 pts) 图7双音测试输出频谱 F ig 7 Spectrum of two-tone measurem ent 201 0 -20 图5测试电路板照片 -40 Fig 5 Photo of the test PCB aMod indino P3=10.5dBm -60 的增益曲线比仿真更加平坦，可见电感的品质因数 -80 有所降低，这同时也造成了谐振频率点上的增益略 100 --Ist order --3rd order 有下降。测试结果转换增益约为8.5B。 120 -20 -10 0 10 10.0 Input level /dBm 9.5 图8输入参考三阶交调点测试结果 9.0 Fig 8 M easured //P3 5 8.5 8.0 图9表示单边带噪声系数的仿真和测试结果。 7.5 为实现输出信号与测试仪器之间的阻抗匹配，输出 7.0 -e-measurement 端引入缓冲器，这会使噪声系数恶化0.5B左右。 --simulation 因此.混频器核心电路的噪声系数实际上要比图9 6.5 10 20 30 40 50 60 Input frequency /MHz 给出的值略低。 为方便比较，定义混频器的质量因数(FOM)如 图6转换增益仿真和测试结果 Fig 6 Smulated and m easured conversion gain FOM 1000 x LIP3 XCG 输入参考三阶交调点(IP3)采用双音(Two NF X Pdis (12) tone)测试。输入两个频率很接近的信号(9.5MHz 其中，IIP3和Ps单位为毫瓦。FOM越高，表明电路 和10.5MHz),每个频率点上的功率为-11dBm, 的总体性能越好。 输出频谱如图7所示。其中，中央的两个尖峰为输出 表1给出了本设计的测试结果与近期发表的论 一阶信号的功率，两侧的两个尖峰为输出三阶交调 文中混频器电路的测试结果的比较。可以看到，文中 1994-2008 China Academic Journal Electronic Publishing House.All rights reserved.http://www.cnki.net
图4 芯片显微照片 F ig. 4 M icropho to of the ch ip 图5 测试电路板照片 F ig. 5 Pho to of the test PCB 的增益曲线比仿真更加平坦, 可见电感的品质因数 有所降低, 这同时也造成了谐振频率点上的增益略 有下降。测试结果转换增益约为815 dB。 图6 转换增益仿真和测试结果 F ig. 6 Sim ulated and m easured conversion gain 输入参考三阶交调点 ( IIP3) 采用双音 (Tw o2 tone) 测试。输入两个频率很接近的信号(915 M H z 和 1015 M H z) , 每个频率点上的功率为- 11 dBm , 输出频谱如图7 所示。其中, 中央的两个尖峰为输出 一阶信号的功率, 两侧的两个尖峰为输出三阶交调 分量。扫描输入双音信号的功率, 得到输入参考三阶 交调点的测试结果, 如图8 所示。由于线性度测试方 案中, 输出没有实现阻抗匹配, 信号受到一定程度的 衰减。但是由于一阶信号和三阶交调量的频率非常 接近, 衰减的程度几乎相同, 因此不影响三阶交调点 的测试结果。最后, 输入参考三阶交调点的测试结果 为1015 dBm。 图7 双音测试输出频谱 F ig. 7 Spectrum of tw o2tone m easurem ent 图8 输入参考三阶交调点测试结果 F ig. 8 M easured I IP 3 图9 表示单边带噪声系数的仿真和测试结果。 为实现输出信号与测试仪器之间的阻抗匹配, 输出 端引入缓冲器, 这会使噪声系数恶化 015 dB 左右。 因此, 混频器核心电路的噪声系数实际上要比图 9 给出的值略低。 为方便比较, 定义混频器的质量因数(FOM ) 如 下: FOM = 1000 × I IP 3 ×CG N F × P dis (12) 其中, I IP 3 和P dis单位为毫瓦。FOM 越高, 表明电路 的总体性能越好。 表1 给出了本设计的测试结果与近期发表的论 文中混频器电路的测试结果的比较。可以看到, 文中 663 固 体 电 子 学 研 究 与 进 展 28 卷
3期 金黎明等：一种低噪声高线性度CMOS上变频混频器 367 13 ity dow n-converson m ixer for cable receptons [J 12 Chinese Journal of Sem iconductors,2006,27(7): 11 1159(in Chinese))[顾明，石寅，代伐一种用于 10 有线接收机的宽带高线性度的下变频混频器)】半导 体学报，2006,27(7)：1159] [3]Chu Fangqing,Li Wei,Ren Junyan An > -simulation mp lem entation of a CMOS dow n-conversonm ixer for -e-measurement GSM 1900 receiver [C A sia and South Pacific Conference on Design A utom ation,2006:ID-6 10 20 30 40 50 Input frequency /MHz [4]DarabiH,Chiu J.A noise cancellaton technique in active RF-CMOS m ixers [J IEEE J Solid-state 图9单边带噪声系数仿真和测试结果 Circuits,2005,40(12):2628 Fig 9 Smulated and measured N F [5]Klumperink EA M,Louw sa S M.A CMOS sw itched transconductor m ixer [J]IEEE J Solid- 设计的混频器电路在转换增益，噪声系数和输入参 state Circuits,2004,39(8):1 231 考三阶交调点几个性能参数上的总体表现更加出 [6]DarabiH,AbidiA A.Noise in RF-CMOS m ixer:A 色，质量因数更高。值得注意的是，一般而言混频器 smple physical model [J IEEE J Solid-state 的单边带(SSB)噪声系数要比双边带DSB)噪声系 Circuits,,2000,35(1):15 数高3dB。 [7]TerrovitisM T,Meyer R G Noise in current- 表1测试结果总结与比较 comm utating CMOS m ixers [J IEEE J Solid-state Tab 1 Summary of measurement results and performances circuits,.1999,34(6):772 com par ison [8]LuLei,Zhou Feng,Tang Zhangwen,et al [31 I5】[91 This work Equivalent model and param eter extracton of center- Process/um 0.18 0.180.18 0.18 tapped differential inductors [J Chinese Journal of CG/B 6 10 6.6 8 Sem iconductors,2006,27(12):2 150(in Chinese)[ N F/dB 18.5(SSB)24(DSB)21(SSB)11(SSB) 磊，周峰，唐长文，等中心抽头差分电感的等效 IIP3/dBm 11.5 6 1.5 10.5 模型和参数提取[U]半导体学报，2006,27(12)：2 Power cons'7mA x3.3V 0.6mW NA 10mA X1.8V 150] umpton [9]L iu Lu,W ang Zhihua A nalysis and design of a low- FOM 43 NA 123 voltage RF CMOS m ixer [J IEEE Trans CAS IL, 2006,3(3):212 5 结 论 金黎明0 N L m ing)男，1982年出生， 设计了一种采用开关跨导型结构的上变频混频 2005年毕业于复旦大学电子工程系获理 器。测试结果表明，该电路能够实现较高的转换增 学学士学位，现为复旦大学微电子学系 专用集成电路与系统国家重点实验室硕 益、较低的噪声系数和良好的线性度，可以在相关的 士研究生，主要研究方向为射频集成电 射频收发机中获得应用。 路设计。 感谢安捷伦开放实验室提供高性能的测试仪器以及良 好的测试环境，感谢南京电子器件研究所提供芯片键合封装 倪熔华N IRonghua)女，1982年出生， 方面的帮助。 2005年获复旦大学微电子学系微电子学 参考文献 专业理科学士学位，现为复旦大学专用 集成电路与系统国家重点实验室硕士研 [1]RazaviB.RF M icroelectronics [M New Jersey: 究生，主要研究方向为射频及模拟电路 Prentice-Hall,1998 设计。 [2]Gu M ing,Shi Yin,Dai Fa A wide-band high-linear- 1994-2008 China Academic Journal Electronic Publishing House.All rights reserved.http://www.cnki.net
图9 单边带噪声系数仿真和测试结果 F ig. 9 Sim ulated and m easured N F 设计的混频器电路在转换增益, 噪声系数和输入参 考三阶交调点几个性能参数上的总体表现更加出 色, 质量因数更高。值得注意的是, 一般而言混频器 的单边带(SSB) 噪声系数要比双边带(D SB) 噪声系 数高3 dB。 表1 测试结果总结与比较 Tab. 1 Summary of m easurem en t results and performances com par ison [3 ] [5 ] [9 ] T h is w o rk P rocessöΛm 0118 0118 0118 0118 CGödB 6 10 616 8 N FödB 1815 (SSB) 24 (D SB) 21 (SSB) 11 (SSB) I IP 3ödBm 1115 6 115 1015 Pow er cons2 ump tion 7 mA ×313 V 016 mW N öA 10 mA ×118 V FOM 17 43 N öA 123 5 结 论 设计了一种采用开关跨导型结构的上变频混频 器。测试结果表明, 该电路能够实现较高的转换增 益、较低的噪声系数和良好的线性度, 可以在相关的 射频收发机中获得应用。 感谢安捷伦开放实验室提供高性能的测试仪器以及良 好的测试环境, 感谢南京电子器件研究所提供芯片键合封装 方面的帮助。 参 考 文 献 [1 ] R azaviB. R F M icroelectronics [M ]. N ew Jersey: P rentice2H all, 1998. [2 ] Gu M ing, Sh i Y in, D ai Fa. A w ide2band h igh2linear2 ity dow n2conversion m ixer fo r cable recep tions [J ]. Ch inese Journal of Sem iconducto rs, 2006, 27 ( 7 ): 1 159 (in Ch inese) [顾 明, 石 寅, 代 伐. 一种用于 有线接收机的宽带高线性度的下变频混频器[J ]. 半导 体学报, 2006, 27 (7): 1 159. ] [3 ] Chu Fangqing, L i W ei, R en Junyan. A n imp lem entation of a CM O S dow n2conversion m ixer fo r GSM 1900 receiver [ C ]. A sia and South Pacific Conference on D esign A utom ation, 2006: 1D 26. [4 ] D arabi H , Ch iu J. A no ise cancellation technique in active R F2CM O S m ixers [J ]. IEEE J So lid2state C ircuits, 2005, 40 (12): 2 628. [5 ] K lumperink E A M , L ouw sm a S M. A CM O S sw itched transconducto r m ixer [J ]. IEEE J So lid2 state C ircuits, 2004, 39 (8): 1 231. [6 ] D arabi H , A bidi A A. N o ise in R F2CM O S m ixer: A simp le physical model [ J ]. IEEE J So lid2state C ircuits, 2000, 35 (1): 15. [7 ] T errovitisM T , M eyer R G. N o ise in current2 comm utating CM O S m ixers [J ]. IEEE J So lid2state circuits, 1999, 34 (6): 772. [8 ] L u L ei, Zhou Feng, T ang Zhangw en, et al. Equivalent model and param eter extraction of center2 tapped differential inducto rs [J ]. Ch inese Journal of Sem iconducto rs, 2006, 27 (12): 2 150 (in Ch inese) [卢 磊, 周 峰, 唐长文, 等. 中心抽头差分电感的等效 模型和参数提取 [J ]. 半导体学报, 2006, 27 (12): 2 150. ] [9 ] L iu L u, W ang Zh ihua. A nalysis and design of a low 2 vo ltage R F CM O S m ixer [J ]. IEEE T rans CA S II, 2006, 3 (3): 212. 金黎明 (J IN L im ing) 男, 1982 年出生, 2005 年毕业于复旦大学电子工程系获理 学学士学位, 现为复旦大学微电子学系 专用集成电路与系统国家重点实验室硕 士研究生, 主要研究方向为射频集成电 路设计。 倪熔华(N I Ronghua) 女, 1982 年出生, 2005 年获复旦大学微电子学系微电子学 专业理科学士学位, 现为复旦大学专用 集成电路与系统国家重点实验室硕士研 究生, 主要研究方向为射频及模拟电路 设计。 763 3 期 金黎明等: 一种低噪声高线性度CM O S 上变频混频器