第29卷第5期 半导体学报 Vol.29 No.5 2008年5月 JOURNAL OF SEMICONDUCTORS May,2008 一种低调谐增益变化的宽带电感电容压控振荡器* 袁路唐长文中闵吴 (复日大学专用集成电路与系统国家重点实验室，上海201203) 摘要：设计了一个应用于数字电视调谐器的宽带电感电容压控振荡器.该振荡器包含了一个开关可变电容阵列，用以抑制 调谐增益的变化.整个电路采用0.18 m CMOS工艺实现.测试结果表明：压控振荡器的频率范围从1.17GHz至2.03GHz (53.8%):调谐增益从69MHz/V变化至93MHz/V,其变化幅度与最大值相比为25.8%：最差相位噪声为-126dBc/Hz@ 1MHz:在1.5V电源电压下，压控振荡器的功耗约为9mW. 关键词：宽带；调谐增益：开关电容阵列：开关可变电容阵列：差分调谐：压控振荡器 EEACC:1230B 中图分类号：TN752 文献标识码：A 文章编号：0253-4177(2008)05-1003-07 可以在很宽的频率范围内保持一个较小的调谐增益变 1 引言 化，并且功耗不会因此额外增加.测试结果显示，其频率 范围从1.17至2.03GHz(53.8%),调谐增益则从69 压控振荡器(voltage-controlled oscillator)是射频 变化至93MHz/V(25.8%);压控振荡器的供电电压为 电路的一个重要模块.作为锁相环的关键电路模块，压 1.5V,最大直流功耗为9mW. 控振荡器对锁相环的频率覆盖范围、相位噪声、功耗等 重要性能都有直接影响.随着无线通信网络的发展，越 2频率范围要求 来越多的射频电路要求收发机能够覆盖更宽的频率范 围，这无疑对压控振荡器的设计提出了更高的要求. 射频数字电视调谐器(digital-video broadcasting 调谐增益(tuning gain)是衡量压控振荡器性能的 terrestrial,DVB-T)的结构如图1所示，大致可分为3 一个重要参数，其大小不仅决定了压控振荡器的频率范 部分：射频前端、模拟前端和数字基带.天线接收到的高 围，还直接影响着锁相环环路噪声传递函数).在通常 频信号通过射频前端后转变成所需要的低中频正交信 情况下，调谐增益都需要尽量低且稳定以改善锁相环相 号，再送入模拟前端进行处理.数字电视标准DVB-T 位噪声性能. 中，天线接收到的射频信号频率在50~860MHz之间， 在压控振荡器中采用数字信号控制的开关电容阵信道带宽为6/7/8MHz,而模拟前端输入信号的中频频 列(switched capacitor array)是一种常见的降低调谐增 率为7.2MHz. 益的设计方法，它能够使压控振荡器覆盖宽频带同时保 考虑到如果射频前端采用一次变频结构，需要的本 持较低的调谐增益2].尽管如此，在压控振荡器的不同 振信号频率范围太大，仅用单个压控振荡器难以提供， 频段调谐增益会发生波动.当频率范围加宽时，这种波 并且后续的镜像抑制滤波器设计也很难实现.因此，射 动会大到无法忽视的地步，进而影响整个锁相环的性 频前端采用了二次变频结构，即先将信号上变频至 能.因此必须采取措施来减小调谐增益的变化. 1.12GHz高中频，再下变频至7.2MHz低中频.由于第 目前，有一些设计方法用以抑制调谐增益的变 一次变频后的信号中频频率为1.12GHz,则需要的本 化4~).在文献[4幻中，输入控制电压改变等效谐振电感 振信号输出频率范围为1.17到1.98GHz. 的大小，从而抵消频率变化引起的调谐增益变化.文献 [5]利用数字逻辑电路，让压控振荡器的输出频率信号 3调谐增益的变化及其影响 决定其输入控制字.但这种方法需要增加额外的数字电 路，功耗也会增加.文献[6]则对可变电容施与不同的偏 压控振荡器的调谐增益在锁相环的传递函数中起 置电压，使得总谐振电容随控制电压线性变化 着重要作用，一个典型的频率综合器的开环传递函数与 为了达到抑制调谐增益变化的目的，本文在宽带电 调谐增益成正比.压控振荡器的调谐增益直接反映了该 感电容压控振荡器中设计了一个开关可变电容阵列 压控振荡器输出频率对压控电压的敏感程度.调谐增益 (switched varactor array).开关可变电容阵列的存在 越大，压控电压上相同幅度的电压噪声引起的频率变化 让等效可变电容的大小变得可控，从而使得压控振荡器 也越大，锁相环环路对噪声越敏感，相位噪声性能就会 *国家高技术研究发展计划资助项目（批准号：2007AA01Z282) 青通信作者.Email:zwtang@fudan.cdu.cn 2007-10-10收到，2007.11-08定稿 ©2008中国电子学会
第２９卷 第５期 ２００８年５月 半 导 体 学 报 犑犗犝犚犖犃犔犗犉犛犈犕犐犆犗犖犇犝犆犜犗犚犛 犞狅犾．２９ 犖狅．５ 犕犪狔，２００８ 国家高技术研究发展计划资助项目（批准号：２００７犃犃０１犣２８２） 通信作者．犈犿犪犻犾：狕狑狋犪狀犵＠犳狌犱犪狀．犲犱狌．犮狀 ２００７１０１０收到，２００７１１０８定稿 ２００８ 中国电子学会 一种低调谐增益变化的宽带电感电容压控振荡器 袁 路 唐长文 闵 昊 （复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室，上海 ２０１２０３） 摘要：设计了一个应用于数字电视调谐器的宽带电感电容压控振荡器．该振荡器包含了一个开关可变电容阵列，用以抑制 调谐增益的变化．整个电路采用０１８μ犿犆犕犗犛工艺实现．测试结果表明：压控振荡器的频率范围从１１７犌犎狕至２０３犌犎狕 （５３８％）；调谐增益从６９犕犎狕／犞 变化至９３犕犎狕／犞，其变化幅度与最大值相比为２５８％；最差相位噪声为－１２６犱犅犮／犎狕＠ １犕犎狕；在１５犞 电源电压下，压控振荡器的功耗约为９犿犠． 关键词：宽带；调谐增益；开关电容阵列；开关可变电容阵列；差分调谐；压控振荡器 犈犈犃犆犆：１２３０犅 中图分类号：犜犖７５２ 文献标识码：犃 文章编号：０２５３４１７７（２００８）０５１００３０７ １ 引言 压控振荡器（狏狅犾狋犪犵犲犮狅狀狋狉狅犾犾犲犱狅狊犮犻犾犾犪狋狅狉）是射频 电路的一个重要模块．作为锁相环的关键电路模块，压 控振荡器对锁相环的频率覆盖范围、相位噪声、功耗等 重要性能都有直接影响．随着无线通信网络的发展，越 来越多的射频电路要求收发机能够覆盖更宽的频率范 围，这无疑对压控振荡器的设计提出了更高的要求． 调谐增益（狋狌狀犻狀犵犵犪犻狀）是衡量压控振荡器性能的 一个重要参数，其大小不仅决定了压控振荡器的频率范 围，还直接影响着锁相环环路噪声传递函数［１］ ．在通常 情况下，调谐增益都需要尽量低且稳定以改善锁相环相 位噪声性能． 在压控振荡器中采用数字信号控制的开关电容阵 列（狊狑犻狋犮犺犲犱犮犪狆犪犮犻狋狅狉犪狉狉犪狔）是一种常见的降低调谐增 益的设计方法，它能够使压控振荡器覆盖宽频带同时保 持较低的调谐增益［２，３］ ．尽管如此，在压控振荡器的不同 频段调谐增益会发生波动．当频率范围加宽时，这种波 动会大到无法忽视的地步，进而影响整个锁相环的性 能．因此必须采取措施来减小调谐增益的变化． 目 前，有 一 些 设 计 方 法 用 以 抑 制 调 谐 增 益 的 变 化［４～６］ ．在文献［４］中，输入控制电压改变等效谐振电感 的大小，从而抵消频率变化引起的调谐增益变化．文献 ［５］利用数字逻辑电路，让压控振荡器的输出频率信号 决定其输入控制字．但这种方法需要增加额外的数字电 路，功耗也会增加．文献［６］则对可变电容施与不同的偏 置电压，使得总谐振电容随控制电压线性变化． 为了达到抑制调谐增益变化的目的，本文在宽带电 感电容压 控 振 荡 器 中 设 计 了 一 个 开 关 可 变 电 容 阵 列 （狊狑犻狋犮犺犲犱狏犪狉犪犮狋狅狉犪狉狉犪狔）．开关可变电容阵列的存在 让等效可变电容的大小变得可控，从而使得压控振荡器 可以在很宽的频率范围内保持一个较小的调谐增益变 化，并且功耗不会因此额外增加．测试结果显示，其频率 范围从１１７至２０３犌犎狕 （５３８％），调谐增益则从 ６９ 变化至９３犕犎狕／犞 （２５８％）；压控振荡器的供电电压为 １５犞，最大直流功耗为９犿犠． ２ 频率范围要求 射频数字电视调谐器（犱犻犵犻狋犪犾狏犻犱犲狅犫狉狅犪犱犮犪狊狋犻狀犵 狋犲狉狉犲狊狋狉犻犪犾，犇犞犅犜）的结构如图 １ 所示，大致可分为 ３ 部分：射频前端、模拟前端和数字基带．天线接收到的高 频信号通过射频前端后转变成所需要的低中频正交信 号，再送入模拟前端进行处理．数字电视标准 犇犞犅犜 中，天线接收到的射频信号频率在５０～８６０犕犎狕之间， 信道带宽为６／７／８犕犎狕，而模拟前端输入信号的中频频 率为７２犕犎狕． 考虑到如果射频前端采用一次变频结构，需要的本 振信号频率范围太大，仅用单个压控振荡器难以提供， 并且后续的镜像抑制滤波器设计也很难实现．因此，射 频前端 采 用 了 二 次 变 频 结 构，即 先 将 信 号 上 变 频 至 １１２犌犎狕高中频，再下变频至７２犕犎狕低中频．由于第 一次变频后的信号中频频率为１１２犌犎狕，则需要的本 振信号输出频率范围为１１７到１９８犌犎狕． ３ 调谐增益的变化及其影响 压控振荡器的调谐增益在锁相环的传递函数中起 着重要作用，一个典型的频率综合器的开环传递函数与 调谐增益成正比．压控振荡器的调谐增益直接反映了该 压控振荡器输出频率对压控电压的敏感程度．调谐增益 越大，压控电压上相同幅度的电压噪声引起的频率变化 也越大，锁相环环路对噪声越敏感，相位噪声性能就会
1004 半导体学报 第29卷 RF front-end Analog front-end Digital baseband 752 Pre-filter Anti-Alias Complex mixers filter VGA Up mixer Dn mixer ADC Band limit VGLNA filter Second LO Eror quadrature) detector First LO PLL A● Q Pre-filter Anti-Alias VGA filter CMOS RF DTV tuner for DVB-T/C system 图1数字电视调诺器系统结构图 Fig.1 Architecture of a DLIF DTV tuner 越差.而调谐增益的变化会直接引起锁相环环路带宽以 及相位噪声性能的变化，甚至会造成环路不稳定.所以， Kvco=Vune 1 X ACvAR △C `△Ve4xC√LC △V tune 为了确保锁相环的性能稳定，压控振荡器的调谐增益需 (2) 要尽量低，同时变化要尽量小。 由(1)式可看出，对于宽带压控振荡器来说，在电感 图2是差分互补MOS管电感电容压控振荡器的基 值不变的情况下，增大频率覆盖范围的唯一方法是增大 本原理图.Mpl,Mp2管与Mnl,Mn2管的负跨导可以 压控可变电容.但是增大压控可变电容会引起两个问 补偿振荡中的电路损耗，为振荡提供能量.压控电压 题：第一个问题是虽然压控可变电容增大，但压控电压 Ve控制可变电容Cv,达到控制振荡频率的目的. 受到电源电压和电荷泵的限制，压控电压范围保持不 对于电感电容压控振荡器来说，其输出频率可以表 变，导致△CvAR/△Vue增大.由(2)式可知调谐增益 示为： Kvco也会随之增大，这样会导致锁相环相位噪声恶化. f-1 (1) 第二个问题在于压控振荡器工作在不同频带时，谐振固 2π√LC 定电容C大小不同，调谐增益也会随之变化不定.对于 其中L为谐振电感值；C为连接到振荡端P1与P2 宽带压控振荡器，这种变化会大到无法忽略的地步. 的总的谐振电容值.其调谐增益Kvo可以表示为[)： 根据(2)式，调谐增益变化幅度△Kv©o随振荡频率 f的变化可表示为： AKm=(A号+B)△ (3) 其中： A=1 (4) 4πC√LC B (5) 对于传统的宽带压控振荡器，压控可变电容的变化 2 范围不变，(3)式中的B可看作定值.可以推出： △B=0 (6) △f △Kvco=B△A (7) 假设振荡器的最高工作频带和最低工作频带的比 n 值为2，则根据(1)式可以计算出最大谐振电容与最小 谐振电容比值为4.由(7)式可得出，调谐增益会变化8 倍. 对于第一个问题，最常见的解决方法是把需要覆盖 的频带划分成几个子频带，每个子频带只覆盖较窄的频 图2电容电感压控振荡器原理图 Fig.2 Schematic diagram of a LC-VCO 率范围，同时增加数字控制信号来选择使其工作在合适 的子频带.这样相当于把一个宽带振荡器划分成了几个
半 导 体 学 报 第２９卷 图１ 数字电视调谐器系统结构图 犉犻犵１ 犃狉犮犺犻狋犲犮狋狌狉犲狅犳犪犇犔犐犉犇犜犞狋狌狀犲狉 越差．而调谐增益的变化会直接引起锁相环环路带宽以 及相位噪声性能的变化，甚至会造成环路不稳定．所以， 为了确保锁相环的性能稳定，压控振荡器的调谐增益需 要尽量低，同时变化要尽量小． 图２是差分互补 犕犗犛管电感电容压控振荡器的基 本原理图．犕狆１，犕狆２管与 犕狀１，犕狀２管的负跨导可以 补偿 振 荡 中 的 电 路 损 耗，为 振 荡 提 供 能 量．压 控 电 压 犞狋狌狀犲控制可变电容 犆犞，达到控制振荡频率的目的． 对于电感电容压控振荡器来说，其输出频率可以表 示为： 犳＝ １ ２π槡犔犆 （１） 其中 犔 为谐振电感值；犆 为连接到振荡端 犘１与 犘２ 的总的谐振电容值．其调谐增益 犓犞犆犗可以表示为［７］： 图２ 电容电感压控振荡器原理图 犉犻犵．２ 犛犮犺犲犿犪狋犻犮犱犻犪犵狉犪犿狅犳犪犔犆犞犆犗 犓犞犆犗 ＝ Δ犳 Δ犞狋狌狀犲 ＝ Δ犳 Δ犆× Δ犆 Δ犞狋狌狀犲 ＝ －１ ４π犆槡犔犆 ×Δ犆犞犃犚 Δ犞狋狌狀犲 （２） 由（１）式可看出，对于宽带压控振荡器来说，在电感 值不变的情况下，增大频率覆盖范围的唯一方法是增大 压控可变电容．但是增大压控可变电容会引起两个问 题：第一个问题是虽然压控可变电容增大，但压控电压 受到电源电压和电荷泵的限制，压控电压范围保持不 变，导致 Δ犆犞犃犚／Δ犞狋狌狀犲 增 大．由 （２）式 可 知 调 谐 增 益 犓犞犆犗也会随之增大，这样会导致锁相环相位噪声恶化． 第二个问题在于压控振荡器工作在不同频带时，谐振固 定电容 犆 大小不同，调谐增益也会随之变化不定．对于 宽带压控振荡器，这种变化会大到无法忽略的地步． 根据（２）式，调谐增益变化幅度 Δ犓犞犆犗 随振荡频率 犳的变化可表示为： Δ犓犞犆犗 ＝ 犃Δ犅 Δ犳＋犅Δ犃 （ Δ犳）Δ犳 （３） 其中： 犃 ＝ －１ ４π犆槡犔犆 （４） 犅 ＝ Δ犆犞犃犚 Δ犞狋狌狀犲 （５） 对于传统的宽带压控振荡器，压控可变电容的变化 范围不变，（３）式中的 犅 可看作定值．可以推出： Δ犅 Δ犳 ＝０ （６） Δ犓犞犆犗 ＝ 犅Δ犃 （７） 假设振荡器的最高工作频带和最低工作频带的比 值为２，则根据（１）式可以计算出最大谐振电容与最小 谐振电容比值为４．由（７）式可得出，调谐增益会变化８ 倍． 对于第一个问题，最常见的解决方法是把需要覆盖 的频带划分成几个子频带，每个子频带只覆盖较窄的频 率范围，同时增加数字控制信号来选择使其工作在合适 的子频带．这样相当于把一个宽带振荡器划分成了几个 １００４
第5期 袁路等：一种低调谐增益变化的宽带电感电容压控振荡器 1005 L 0000 2( 图3开关电感宽带压控振荡器 Fig.3 Wideband VCO with switched inductor 窄带振荡器，在不增大调谐增益的条件下拓宽了频率范 围. 常见的划分子频带的方式有以下几种：最简单的方 图4二进制权重开关电容阵列压控振荡器 式是将工作在不同频段的几个窄带振荡器连接起来，使 Fig.4 Wideband VCO with a switched capacitor array 其输出到同一个节点.这种电路设计简单，但面积大，功 耗高，相当于几个振荡器的总和，现在已很少采用.第二 种方式是通过数字信号来控制并联谐振电感值[，通过 来减小调谐增益及其变化，调谐电压也采用了差分结 构.整个宽带压控振荡器的电路结构如图5所示. 开关电感来切换不同的子频带（见图3）.但这种方式由 由于MOS管可变电容本身就可以当作开关电容来 于需要多个片上电感，面积较大，而且电感感值不易精 使用，因此开关电容阵列直接采用了反型MOS管可变 准.第三种方式则是采用开关电容阵列，通过数字信号 电容(inversion MOS varactor)加上数字控制信号来实 来控制谐振电容值的变化（见图4）.利用二进制权重的 现，这样避免了开关电容阵列的设计.开关电容阵列利 电容阵列可以保证覆盖所需要的频率，且结构简单，因 用4位数字控制信号将整个频率范围划分成16根子频 此现在被广泛采用2.] 带.为了保证每两根相邻子频带的频率间距相同，开关 还有一种减小调谐增益的方法则是利用差分调谐 电容阵列没有采用二进制权重编码方式，而是设计了 电压[町.不同于单调谐电压的振荡器，差分调谐电压的 振荡器具有两个压控电压输入端，压控电压的范围比单 15个子单元，子单元开关电容的大小比例为a1C。: 控制电压大一倍，调谐增益也减小一半.这种方法要求 a2C.:agC。:…:a1sCa.当振荡器工作在最高频率的 子频带时，所有开关全部打开，随着开关依次闭合，谐振 振荡器内部结构乃至提供控制电压的电荷泵都为差分 电容越来越大，振荡器的工作频率会逐渐降低 结构. 可变电容阵列单元利用数字信号开关将可变电容 上述方法虽然都能够有效减小最大调谐增益，但调 与差分压控电压(Vp,Vun)连接，当开关闭合时，压控 谐增益仍然会随谐振电容改变.为了解决第二个问题， 电压可以控制可变电容，而开关打开时，压控电压被隔 本文设计了一个开关可变电容阵列，让可变电容的大小 断，可变电容固定在最小值.可变电容阵列的编码方式 变为可调.这样(3)式中的B不再为常数值，而是随振 与开关电容阵列相同.假设可变电容子单元的大小比例 荡频率向A相反的方向变化，达到减小调谐增益变化 为BC:B2Cv:C,:…:BCv.则从最高频率开始第 幅度的目的. n(n=1,2,…,16)根子频带的最高振荡频率∫m.max与 4 最低振荡频率∫m,mn可以表示为： 压控振荡器电路结构 f=[4n LCln.min (8) 本设计利用了开关电容阵列和开关可变电容阵列 f=[4LC 其中 Col.m,mia=Cp+(a1+…+am-1)C.+(1+月+…+B5)Cv.mim (9) Col..mx=Cp+(a1+…+an-1)Ca+(1+B+…+Bm-1)Cv.ax+(Bn+…+B5)C,min
第５期 袁 路等： 一种低调谐增益变化的宽带电感电容压控振荡器 图３ 开关电感宽带压控振荡器 犉犻犵．３ 犠犻犱犲犫犪狀犱犞犆犗狑犻狋犺狊狑犻狋犮犺犲犱犻狀犱狌犮狋狅狉 窄带振荡器，在不增大调谐增益的条件下拓宽了频率范 围． 常见的划分子频带的方式有以下几种：最简单的方 式是将工作在不同频段的几个窄带振荡器连接起来，使 其输出到同一个节点．这种电路设计简单，但面积大，功 耗高，相当于几个振荡器的总和，现在已很少采用．第二 种方式是通过数字信号来控制并联谐振电感值［８］，通过 开关电感来切换不同的子频带（见图３）．但这种方式由 于需要多个片上电感，面积较大，而且电感感值不易精 准．第三种方式则是采用开关电容阵列，通过数字信号 来控制谐振电容值的变化（见图４）．利用二进制权重的 电容阵列可以保证覆盖所需要的频率，且结构简单，因 此现在被广泛采用［２，３］ ． 还有一种减小调谐增益的方法则是利用差分调谐 电压［９］ ．不同于单调谐电压的振荡器，差分调谐电压的 振荡器具有两个压控电压输入端，压控电压的范围比单 控制电压大一倍，调谐增益也减小一半．这种方法要求 振荡器内部结构乃至提供控制电压的电荷泵都为差分 结构． 上述方法虽然都能够有效减小最大调谐增益，但调 谐增益仍然会随谐振电容改变．为了解决第二个问题， 本文设计了一个开关可变电容阵列，让可变电容的大小 变为可调．这样（３）式中的 犅 不再为常数值，而是随振 荡频率向 犃 相反的方向变化，达到减小调谐增益变化 幅度的目的． ４ 压控振荡器电路结构 本设计利用了开关电容阵列和开关可变电容阵列 图４ 二进制权重开关电容阵列压控振荡器 犉犻犵．４ 犠犻犱犲犫犪狀犱犞犆犗狑犻狋犺犪狊狑犻狋犮犺犲犱犮犪狆犪犮犻狋狅狉犪狉狉犪狔 来减小调谐增益及其变化，调谐电压也采用了差分结 构．整个宽带压控振荡器的电路结构如图５所示． 由于 犕犗犛管可变电容本身就可以当作开关电容来 使用，因此开关电容阵列直接采用了反型 犕犗犛管可变 电容（犻狀狏犲狉狊犻狅狀犕犗犛狏犪狉犪犮狋狅狉）加上数字控制信号来实 现，这样避免了开关电容阵列的设计．开关电容阵列利 用４位数字控制信号将整个频率范围划分成１６根子频 带．为了保证每两根相邻子频带的频率间距相同，开关 电容阵列没有采用二进制权重编码方式，而是设计了 １５个 子 单 元，子 单 元 开 关 电 容 的 大 小 比 例 为α１犆犪 ∶ α２犆犪∶α３犆犪∶…∶α１５犆犪．当振荡器工作在最高频率的 子频带时，所有开关全部打开，随着开关依次闭合，谐振 电容越来越大，振荡器的工作频率会逐渐降低． 可变电容阵列单元利用数字信号开关将可变电容 与差分压控电压（犞犮狋狉犾狆，犞犮狋狉犾狀）连接，当开关闭合时，压控 电压可以控制可变电容，而开关打开时，压控电压被隔 断，可变电容固定在最小值．可变电容阵列的编码方式 与开关电容阵列相同．假设可变电容子单元的大小比例 为β１犆狏：β２犆狏：β３犆狏∶…∶β１５犆狏．则从最高频率开始第 狀 （狀＝１，２，…，１６）根子频带的最高振荡频率犳狀，犿犪狓与 最低振荡频率犳狀，犿犻狀可以表示为： 犳狀，犿犪狓 ＝ ［４π２ 犔犆狋狅犾，狀，犿犻狀］－１／２ 犳狀，犿犻狀 ＝ ［４π ｛ ２ 犔犆狋狅犾，狀，犿犪狓］－１／２ （８） 其中 犆狋狅犾，狀，犿犻狀＝犆狆＋（α１＋…＋α狀－１）犆犪＋（１＋β１＋…＋β１５）犆狏，犿犻狀 ｛犆狋狅犾，狀，犿犪狓＝犆狆＋（α１＋…＋α狀－１）犆犪＋（１＋β１＋…＋β狀－１）犆狏，犿犪狓＋（β狀 ＋…＋β１５）犆狏，犿犻狀 （９） １００５
1006 半导体学报 第29卷 Switched capacitor array Mpl Mp2 0000 L P2 Switched capacitor array 5 Digital signal☐ P2 Switched varactor Switched varactor array array P2 B C Mn Mn2 图5宽带压控振荡器电路结构原理图 Fig.5 Schematic diagram of proposed VCO 其中C。为谐振点(P1,P2)之间的寄生电容值，C.mm, Bn-1)C,+(Bn+…+Bs)C.mim根据(10)式，如果选择 C.m分别为单位可变电容C,的最大电容值和最小电 一个合适的电容阵列的比值an(n=1,2,…,15)与可变 容值.振荡器在第根子频带上的调谐增益则可以表 电容阵列的比值βn(n=1,2,…,15),可以做到使所有 示为： 子频带的调谐增益Kvco.n相等. Km×C 为了进一步减小调谐增益，本设计采用了差分压控 dC。 电压输入的方式，因此所有单元也相应设计为差分结 =①+B+…+B-2×dC, -X (10) 构.图6是开关可变电容阵列单元和开关电容阵列单元 4π√JLCo.n d Vtune 的电路结构图.如图6(a)所示，当数字控制信号Va为 其中Col.m=Cp+(a1+…+am-1)Ca+(1+月+…+ 高时，IMOS管可变电容通过开关管(Mnl,Mn2和Mp3, (b) 图6()压控电容阵列单元差分结构：(b)开关电容阵列单元差分结构 Fig.6 Schematic of one unit (a)Switched varactor;(b)Switched capacitor
半 导 体 学 报 第２９卷 图５ 宽带压控振荡器电路结构原理图 犉犻犵．５ 犛犮犺犲犿犪狋犻犮犱犻犪犵狉犪犿狅犳狆狉狅狆狅狊犲犱犞犆犗 其中 犆狆 为谐振点（犘１，犘２）之间的寄生电容值，犆狏，犿犻狀， 犆狏，犿犪狓分别为单位可变电容 犆狏 的最大电容值和最小电 容值．振荡器在第 狀 根子频带上的调谐增益则可以表 示为： 犓犞犆犗，狀 ＝ 犱犳 犱犞狋狌狀犲 ＝ 犱犳 犱犆狏 × 犱犆狏 犱犞狋狌狀犲 ＝ （１＋β１ ＋ … ＋β狀－１） ４π 犔犆３ 槡 狋狅犾，狀 × 犱犆狏 犱犞狋狌狀犲 （１０） 其中 犆狋狅犾，狀 ＝犆狆＋（α１＋…＋α狀－１）犆犪＋（１＋β１＋…＋ β狀－１）犆狏＋（β狀 ＋…＋β１５）犆狏，犿犻狀．根据（１０）式，如果选择 一个合适的电容阵列的比值α狀（狀＝１，２，…，１５）与可变 电容阵列的比值β狀 （狀＝１，２，…，１５），可以做到使所有 子频带的调谐增益 犓犞犆犗，狀相等． 为了进一步减小调谐增益，本设计采用了差分压控 电压输入的方式，因此所有单元也相应设计为差分结 构．图６是开关可变电容阵列单元和开关电容阵列单元 的电路结构图．如图６（犪）所示，当数字控制信号 犞犱 为 高时，犐犕犗犛管可变电容通过开关管（犕狀１，犕狀２和 犕狆３， 图６ （犪）压控电容阵列单元差分结构；（犫）开关电容阵列单元差分结构 犉犻犵６ 犛犮犺犲犿犪狋犻犮狅犳狅狀犲狌狀犻狋 （犪）犛狑犻狋犮犺犲犱狏犪狉犪犮狋狅狉；（犫）犛狑犻狋犮犺犲犱犮犪狆犪犮犻狋狅狉 １００６
第5期 袁路等：一种低调谐增益变化的宽带电感电容压控振荡器 1007 2.1 2.0 1.9 0 1.8 00 0110 1.7 1001 010 1.5 90 1.4 10 1110 1.3 图？宽带压控振荡器芯片照片 1.2 Fig.7 Micrograph of wideband LC-VCO -1.0 -0.6 -0.2 0.2 0.6 1.0 Differential control voltage/V Mp4)连接到差分压控电压端：而当V。为低电平时， IMOS管可变电容通过开关管(Mpl,Mp2和Mn3, 图8压控电压频率关系 Fig.8 Measured tuning characteristics of VCO Mn4)连接到Vs或者Voo,压控电压端对可变电容无 作用，可变电容固定在最小值.图6(b)为开关电容阵列 关电容阵列和单个可变电容实现，没有用以调整可变电 单元的差分单元结构. 容大小的开关可变电容阵列，振荡器频率范围与本设计 本宽带压控振荡器没有设计电流镜偏置，这是由于 电流镜会改变振荡端直流电平使其不处于电源中点 相同，也划分成16根子频带.仿真结果显示，只采用开 关电容阵列的振荡器最大调谐增益为94MHz/V,最小 (Vo心/2)，从而降低振荡器输出幅度.同时，电流镜对相 调谐增益为35MHz/V,调谐增益的变化dKvco为 位噪声性能（特别是1/P区域）的影响也非常大.去掉 62.7%,远大于本设计.可见，采用数字开关可变电容阵 偏置电流镜后，差分负阻管的大小直接决定了压控振荡 列能够有效减小调谐增益的变化.图9所示为两个振荡 器的功耗 器不同子频带之间调谐增益的比较.其中虚线表示仅采 为了改善相位噪声性能，本振荡器还加上了尾电感 用开关电容阵列的振荡器，实线表示本设计. 电容谐振电路，并在尾电容处也加入了开关电容阵列. 由于采用了尾电感电容滤波，压控振荡器始终工作 尾电感和总尾电容始终谐振在振荡器工作频率的两倍， 在电流受限区，振荡器的相位噪声在整个频率范围内变 这样不仅阻止了振荡器的二次谐波分量直接入地，而且 化非常小.测试得到压控振荡器在1MHz频偏处的相位 使得振荡器能够始终工作在电流受限区域，改善了相位 噪声为-126dBc/Hz.图10是压控振荡器工作频率为 噪声性能[o 1.62GHz时测得的相位噪声曲线.与仿真结果 (-128dBc/Hz@1MHz)相比，相位噪声稍有恶化，这可 5 测试结果与讨论 能是由于芯片乃至测试板上各种寄生效应所引起的.后 仿结果显示振荡器的最小输出幅度峰峰值为1V. 本宽带压控振荡器采用0.18μn CMOS工艺制造， 近年来，一些宽带振荡器设计也采用了某些措施以 供电电压为1.5V.采用1.5V的低电压设计可以允许 减小调谐增益的变化[4-6].表1将本设计和这些振荡器 在1.8V电源电压和压控振荡器之间加上一个低压降 设计做了比较.可以看出，本设计在采用CMOS工艺全 稳压器，从而减小电源噪声对振荡器性能的影响.宽带 集成的情况下，能够在较宽的频率范围内有效地减小调 压控振荡器的电感全部采用片上设计，实现了全集成· 谐增益的变化，并且不会增加额外的电路功耗 其芯片照片如图7所示，芯片大小为0.6mm×0.9mm 测试得到振荡器的频率电压调谐曲线如图8所 100 示，16根子频带覆盖了1.17~2.03GHz之间的频率， 90 可调频率范围为860MHz(53%).由于采用了数字开关 可变电容阵列改变了压控可变电容的大小，宽带振荡器 80 -+-Conventional VCO 每根子频带覆盖的频率范围均为150MHz左右.经测 709 -This VCO 试，所有子频带的最大调谐增益(Kvo)为93MHz/V, 最小调谐增益为69MHz/V,定义dKvo来反映调谐增 50 益的变化： dKvco Kvco.ms-Kvco,m出 0 一★一一 (11) K vco.max 30 B2B4B6B8B10B12B14B16 由此得出本宽带压控振荡器的dKvco仅为25.8%. Frequency curve 为了比较性能，我们另外设计了一个采用传统结构 图9不同子频带的调诺增益 的宽带压控振荡器.该振荡器子频带划分方式、频率覆 Fig.9 Tuning gain plotted against sub-bands 盖范围以及功耗均与本设计相同，仅采用二进制权重开
第５期 袁 路等： 一种低调谐增益变化的宽带电感电容压控振荡器 图７ 宽带压控振荡器芯片照片 犉犻犵．７ 犕犻犮狉狅犵狉犪狆犺狅犳狑犻犱犲犫犪狀犱犔犆犞犆犗 犕狆４）连接到差分压控电压端；而当 犞犱 为低 电 平 时， 犐犕犗犛管 可 变 电 容 通 过 开 关 管 （犕狆１，犕狆２ 和 犕狀３， 犕狀４）连接到 犞犛犛或者 犞犇犇，压控电压端对可变电容无 作用，可变电容固定在最小值．图６（犫）为开关电容阵列 单元的差分单元结构． 本宽带压控振荡器没有设计电流镜偏置，这是由于 电流镜会 改 变 振 荡 端 直 流 电 平 使 其 不 处 于 电 源 中 点 （犞犇犇／２），从而降低振荡器输出幅度．同时，电流镜对相 位噪声性能（特别是１／犳３ 区域）的影响也非常大．去掉 偏置电流镜后，差分负阻管的大小直接决定了压控振荡 器的功耗． 为了改善相位噪声性能，本振荡器还加上了尾电感 电容谐振电路，并在尾电容处也加入了开关电容阵列． 尾电感和总尾电容始终谐振在振荡器工作频率的两倍， 这样不仅阻止了振荡器的二次谐波分量直接入地，而且 使得振荡器能够始终工作在电流受限区域，改善了相位 噪声性能［１０］ ． ５ 测试结果与讨论 本宽带压控振荡器采用０１８μ犿 犆犕犗犛工艺制造， 供电电压为１５犞．采用１５犞 的低电压设计可以允许 在１８犞 电源电压和压控振荡器之间加上一个低压降 稳压器，从而减小电源噪声对振荡器性能的影响．宽带 压控振荡器的电感全部采用片上设计，实现了全集成． 其芯片照片如图７所示，芯片大小为０６犿犿×０９犿犿． 测试得到振荡器的频率电压调谐曲线如图 ８ 所 示，１６根子频带覆盖了１１７～２０３犌犎狕之间的频率， 可调频率范围为８６０犕犎狕（５３％）．由于采用了数字开关 可变电容阵列改变了压控可变电容的大小，宽带振荡器 每根子频带覆盖的频率范围均为 １５０犕犎狕左右．经测 试，所有子频带的最大调谐增益（犓犞犆犗）为９３犕犎狕／犞， 最小调谐增益为６９犕犎狕／犞，定义 犱犓犞犆犗 来反映调谐增 益的变化： 犱犓犞犆犗 ＝ 犓犞犆犗，犿犪狓 －犓犞犆犗，犿犻狀 犓犞犆犗，犿犪狓 （１１） 由此得出本宽带压控振荡器的犱犓犞犆犗仅为２５８％． 为了比较性能，我们另外设计了一个采用传统结构 的宽带压控振荡器．该振荡器子频带划分方式、频率覆 盖范围以及功耗均与本设计相同，仅采用二进制权重开 图８ 压控电压频率关系 犉犻犵．８ 犕犲犪狊狌狉犲犱狋狌狀犻狀犵犮犺犪狉犪犮狋犲狉犻狊狋犻犮狊狅犳犞犆犗 关电容阵列和单个可变电容实现，没有用以调整可变电 容大小的开关可变电容阵列．振荡器频率范围与本设计 相同，也划分成１６根子频带．仿真结果显示，只采用开 关电容阵列的振荡器最大调谐增益为９４犕犎狕／犞，最小 调谐 增 益 为 ３５犕犎狕／犞，调 谐 增 益 的 变 化 犱犓犞犆犗 为 ６２７％，远大于本设计．可见，采用数字开关可变电容阵 列能够有效减小调谐增益的变化．图９所示为两个振荡 器不同子频带之间调谐增益的比较．其中虚线表示仅采 用开关电容阵列的振荡器，实线表示本设计． 由于采用了尾电感电容滤波，压控振荡器始终工作 在电流受限区，振荡器的相位噪声在整个频率范围内变 化非常小．测试得到压控振荡器在１犕犎狕频偏处的相位 噪声为－１２６犱犅犮／犎狕．图１０是压控振荡器工作频率为 １．６２犌犎狕 时 测 得 的 相 位 噪 声 曲 线．与 仿 真 结 果 （－１２８犱犅犮／犎狕＠１犕犎狕）相比，相位噪声稍有恶化，这可 能是由于芯片乃至测试板上各种寄生效应所引起的．后 仿结果显示振荡器的最小输出幅度峰峰值为１犞． 近年来，一些宽带振荡器设计也采用了某些措施以 减小调谐增益的变化［４～６］ ．表１将本设计和这些振荡器 设计做了比较．可以看出，本设计在采用 犆犕犗犛工艺全 集成的情况下，能够在较宽的频率范围内有效地减小调 谐增益的变化，并且不会增加额外的电路功耗． 图９ 不同子频带的调谐增益 犉犻犵．９ 犜狌狀犻狀犵犵犪犻狀狆犾狅狋狋犲犱犪犵犪犻狀狊狋狊狌犫犫犪狀犱狊 １００７
1008 半导体学报 第29卷 表1本设计与其他文献设计VCO的性能比较 Table 1 Performance comparison of VCO of our design with some literatures 参考 频率范围 频率范围 最大调诺增益 调诺增 相位噪声 功耗 文献 工艺 /GHz /% /(MHz/V) 益变化/% /(dBc/Hz) /mW Ref.[4] 3.23-4.57 34 42 21 -121@1MHz 11.2 0.25um BiCMOS Ref.[5] 1.67-1.93 15.8 42.2 29.8 -128.5@1MHz 12 0.13um CMOS Ref.[6] 3.21-4.02 22.4 33 28 -127@400kHz 18 0.13um CMOS 本文 1.17-2.03 53.8 93 25.8 -126@1MHz 9 0.18um CMOS Phate/RaF-: 14 致谢作者衷心感谢中芯国际集成电路制造（上海）有 0: 限公司的杨立吾、多新中和李庭煌在芯片流片和测试方 面给予的无私帮助。 9000 参考文献 9第0 -00 [1 Razavi B.RF microclectronics.Beijing:Tsinghua University 10 Press.2003 -200 [2]Lee H I.Cho J K.Lee K S,et al.A -A fractional-N frequency synthesizer using a wide-band integrated VCO and a fast AFC technique for GSM/GPRS/WCDMA applications.IEEE J Solid- 50 State Circuits,2004.39(7):1164 [3 Berny A D.Niknejad A M,Meyer R G.A 1.8-GHz LC VCO with 10 10 10 109 1.3-GHz tuning range and digital amplitude calibration.IEEE J 图101.62GHz处的相位噪声曲线 Solid-State Circuits.2005.40(4):909 Fig.10 [4] Nakamura T,Masuda T,Shiramizu N.et al.A wide-tuning-range Measured VCO phase noise of output frequency at VCO with small VCO-gain fluctuation for multi-band W-CDMA 1.62GHz RFIC.Proc European Solid-State Circuits Conf.2006:448 [5] Vaananen P,Mikkola N.Helio P.VCO design with on-chip cali- 6总结 bration system.IEEE Trans Circuits Syst I,2006.53:2157 [6] Samadian S.A low phase noise quad-band CMOS VCO with mini- mized gain variation for GSM/GPRS/EDGE.International Sym- 设计了一个应用于射频电视调谐器的宽带压控振 posium on Circuits and Systems,2007:3287 荡器，振荡器采用了开关可变电容阵列，在不增加额外 [7 Hauspie D.Park E C.Craninckx J.Wideband VCO with simulta- 功耗的情况下有效减小了调谐增益变化.本设计采用 ncous switching of frequency band,active core,and varactor size. IEEE J Solid-State Circuits.2007.42:452 0.18μn CMOS工艺实现，测试显示其频率覆盖范围达 [8]Herzel F.Erzgraber H.Ilkov N.A new approach to fully integrat. 到1.17~2.03GHz(53.8%).调谐增益测试结果从 ed CMOS LC-oscillators with a very large tuning range.IEEE 69MHz/V变化至93MHz/V,相对最大调谐增益的变 Custom Integrated Circuits Conference.2000:573 [9]Tiebout M.Low-power low-phase-noisc differentially tuned quad- 化值为25.8%，远小于仅采用开关电容阵列的传统压 rature VCO design in standard CMOS.IEEE J Solid-State Cir- 控振荡器设计(62.7%).压控振荡器在载波频率偏 cuits,2001,36:1018 1MHz处的最差相位噪声为-126dBc/Hz,功耗为 [10]Hegazi E.Sjoland H.Abidi AA.A filtering technique to lower LC 9mW,芯片面积为0.54mm2. oscillator phase noise.IEEE J Solid-State Circuits,2001,36:1921
半 导 体 学 报 第２９卷 表１ 本设计与其他文献设计 犞犆犗 的性能比较 犜犪犫犾犲１ 犘犲狉犳狅狉犿犪狀犮犲犮狅犿狆犪狉犻狊狅狀狅犳犞犆犗狅犳狅狌狉犱犲狊犻犵狀狑犻狋犺狊狅犿犲犾犻狋犲狉犪狋狌狉犲狊 参考 文献 频率范围 ／犌犎狕 频率范围 ／％ 最大调谐增益 ／（犕犎狕／犞） 调谐增 益变化／％ 相位噪声 ／（犱犅犮／犎狕） 功耗 ／犿犠 工艺 犚犲犳．［４］ ３．２３～４．５７ ３４ ４２ ２１ －１２１＠１犕犎狕 １１．２ ０．２５μ犿犅犻犆犕犗犛 犚犲犳．［５］ １．６７～１．９３ １５．８ ４２．２ ２９．８ －１２８．５＠１犕犎狕 １２ ０．１３μ犿犆犕犗犛 犚犲犳．［６］ ３．２１～４．０２ ２２．４ ３３ ２８ －１２７＠４００犽犎狕 １８ ０１３μ犿犆犕犗犛 本文 １．１７～２．０３ ５３．８ ９３ ２５８ －１２６＠１犕犎狕 ９ ０．１８μ犿犆犕犗犛 图１０ １６２犌犎狕处的相位噪声曲线 犉犻犵．１０ 犕犲犪狊狌狉犲犱 犞犆犗 狆犺犪狊犲狀狅犻狊犲狅犳狅狌狋狆狌狋犳狉犲狇狌犲狀犮狔犪狋 １６２犌犎狕 ６ 总结 设计了一个应用于射频电视调谐器的宽带压控振 荡器，振荡器采用了开关可变电容阵列，在不增加额外 功耗的情况下有效减小了调谐增益变化．本设计采用 ０１８μ犿 犆犕犗犛工艺实现，测试显示其频率覆盖范围达 到１１７～２０３犌犎狕 （５３８％）．调 谐 增 益 测 试 结 果 从 ６９犕犎狕／犞 变化至９３犕犎狕／犞，相对最大调谐增益的变 化值为２５８％，远小于仅采用开关电容阵列的传统压 控 振 荡 器 设 计 （６２７％）．压 控 振 荡 器 在 载 波 频 率 偏 １犕犎狕处 的 最 差 相 位 噪 声 为 －１２６犱犅犮／犎狕，功 耗 为 ９犿犠，芯片面积为０５４犿犿２． 致谢 作者衷心感谢中芯国际集成电路制造（上海）有 限公司的杨立吾、多新中和李庭煌在芯片流片和测试方 面给予的无私帮助． 参考文献 ［１］ 犚犪狕犪狏犻犅．犚犉 犿犻犮狉狅犲犾犲犮狋狉狅狀犻犮狊．犅犲犻犼犻狀犵：犜狊犻狀犵犺狌犪 犝狀犻狏犲狉狊犻狋狔 犘狉犲狊狊，２００３ ［２］ 犔犲犲犎犐，犆犺狅犑犓，犔犲犲犓犛，犲狋犪犾．犃 ∑Δ犳狉犪犮狋犻狅狀犪犾犖犳狉犲狇狌犲狀犮狔 狊狔狀狋犺犲狊犻狕犲狉狌狊犻狀犵犪 狑犻犱犲犫犪狀犱犻狀狋犲犵狉犪狋犲犱 犞犆犗 犪狀犱犪犳犪狊狋犃犉犆 狋犲犮犺狀犻狇狌犲犳狅狉犌犛犕／犌犘犚犛／犠犆犇犕犃犪狆狆犾犻犮犪狋犻狅狀狊．犐犈犈犈犑犛狅犾犻犱 犛狋犪狋犲犆犻狉犮狌犻狋狊，２００４，３９（７）：１１６４ ［３］ 犅犲狉狀狔犃犇，犖犻犽狀犲犼犪犱犃 犕，犕犲狔犲狉犚犌．犃１８犌犎狕犔犆犞犆犗狑犻狋犺 １３犌犎狕狋狌狀犻狀犵狉犪狀犵犲犪狀犱犱犻犵犻狋犪犾犪犿狆犾犻狋狌犱犲犮犪犾犻犫狉犪狋犻狅狀．犐犈犈犈犑 犛狅犾犻犱犛狋犪狋犲犆犻狉犮狌犻狋狊，２００５，４０（４）：９０９ ［４］ 犖犪犽犪犿狌狉犪犜，犕犪狊狌犱犪犜，犛犺犻狉犪犿犻狕狌犖，犲狋犪犾．犃 狑犻犱犲狋狌狀犻狀犵狉犪狀犵犲 犞犆犗狑犻狋犺狊犿犪犾犾犞犆犗犵犪犻狀犳犾狌犮狋狌犪狋犻狅狀犳狅狉犿狌犾狋犻犫犪狀犱 犠犆犇犕犃 犚犉犐犆．犘狉狅犮犈狌狉狅狆犲犪狀犛狅犾犻犱犛狋犪狋犲犆犻狉犮狌犻狋狊犆狅狀犳，２００６：４４８ ［５］ 犞犪犪狀犪狀犲狀犘，犕犻犽犽狅犾犪犖，犎犲犾犻狅犘．犞犆犗犱犲狊犻犵狀狑犻狋犺狅狀犮犺犻狆犮犪犾犻 犫狉犪狋犻狅狀狊狔狊狋犲犿．犐犈犈犈犜狉犪狀狊犆犻狉犮狌犻狋狊犛狔狊狋犐，２００６，５３：２１５７ ［６］ 犛犪犿犪犱犻犪狀犛．犃犾狅狑狆犺犪狊犲狀狅犻狊犲狇狌犪犱犫犪狀犱犆犕犗犛犞犆犗狑犻狋犺犿犻狀犻 犿犻狕犲犱犵犪犻狀狏犪狉犻犪狋犻狅狀犳狅狉犌犛犕／犌犘犚犛／犈犇犌犈．犐狀狋犲狉狀犪狋犻狅狀犪犾犛狔犿 狆狅狊犻狌犿狅狀犆犻狉犮狌犻狋狊犪狀犱犛狔狊狋犲犿狊，２００７：３２８７ ［７］ 犎犪狌狊狆犻犲犇，犘犪狉犽犈犆，犆狉犪狀犻狀犮犽狓犑．犠犻犱犲犫犪狀犱犞犆犗 狑犻狋犺狊犻犿狌犾狋犪 狀犲狅狌狊狊狑犻狋犮犺犻狀犵狅犳犳狉犲狇狌犲狀犮狔犫犪狀犱，犪犮狋犻狏犲犮狅狉犲，犪狀犱狏犪狉犪犮狋狅狉狊犻狕犲． 犐犈犈犈犑犛狅犾犻犱犛狋犪狋犲犆犻狉犮狌犻狋狊，２００７，４２：４５２ ［８］ 犎犲狉狕犲犾犉，犈狉狕犵狉犪犫犲狉犎，犐犾犽狅狏犖．犃狀犲狑犪狆狆狉狅犪犮犺狋狅犳狌犾犾狔犻狀狋犲犵狉犪狋 犲犱 犆犕犗犛 犔犆狅狊犮犻犾犾犪狋狅狉狊狑犻狋犺犪狏犲狉狔犾犪狉犵犲狋狌狀犻狀犵狉犪狀犵犲．犐犈犈犈 犆狌狊狋狅犿犐狀狋犲犵狉犪狋犲犱犆犻狉犮狌犻狋狊犆狅狀犳犲狉犲狀犮犲，２０００：５７３ ［９］ 犜犻犲犫狅狌狋犕．犔狅狑狆狅狑犲狉犾狅狑狆犺犪狊犲狀狅犻狊犲犱犻犳犳犲狉犲狀狋犻犪犾犾狔狋狌狀犲犱狇狌犪犱 狉犪狋狌狉犲犞犆犗 犱犲狊犻犵狀犻狀狊狋犪狀犱犪狉犱 犆犕犗犛．犐犈犈犈犑犛狅犾犻犱犛狋犪狋犲犆犻狉 犮狌犻狋狊，２００１，３６：１０１８ ［１０］ 犎犲犵犪狕犻犈，犛犼狅犾犪狀犱犎，犃犫犻犱犻犃犃．犃犳犻犾狋犲狉犻狀犵狋犲犮犺狀犻狇狌犲狋狅犾狅狑犲狉犔犆 狅狊犮犻犾犾犪狋狅狉狆犺犪狊犲狀狅犻狊犲．犐犈犈犈犑犛狅犾犻犱犛狋犪狋犲犆犻狉犮狌犻狋狊，２００１，３６：１９２１ １００８
第5期 袁路等：一种低调谐增益变化的宽带电感电容压控振荡器 1009 A Wideband LC-VCO with Small Tuning Gain Fluctuation* Yuan Lu,Tang Zhangwen',and Min Hao (ASIC System State Key Laboratory.Fudan University.Shanghai 201203.China) Abstract:This paper presents a fully integrated wideband LC voltage-controlled oscillator (VCO)with small tuning gain fluctuation. This VCO is designed for a dual-conversion low-IF architecture (DLIF)DTV tuner.A switched varactor array is proposed to sup- press tuning gain fluctuation for the performance of the phase locked loop (PLL).The whole VCO was implemented in a 0.18gm CMOS process.The measured results show -126dBc/Hz phase noise at IMHz offset frequency.The measured tuning range is 860MHz (53.8%)from 1.17 to 2.03GHz with the tuning gain from 69 to 93MHz/V.Power consumption is about 9mW with a 1.5V supply voltage. Key words:wideband;tuning gain;switched capacitor array:switched varactor array:differentially tuned;VCO EEACC:1230B Article ID:0253-4177(2008)05-1003-07 Project supported by the National High Technology Research and Development Program of China (No.2007AA01Z282) Corresponding author.Email:zwtang@fudan.edu.cn Received 10 October 2007,revised manuscript received 8 November 2007 2008 Chinese Institute of Electronics
第５期 袁 路等： 一种低调谐增益变化的宽带电感电容压控振荡器 犃 犠犻犱犲犫犪狀犱犔犆犞犆犗狑犻狋犺犛犿犪犾犾犜狌狀犻狀犵犌犪犻狀犉犾狌犮狋狌犪狋犻狅狀 犢狌犪狀犔狌，犜犪狀犵犣犺犪狀犵狑犲狀，犪狀犱犕犻狀犎犪狅 （犃犛犐犆牔犛狔狊狋犲犿犛狋犪狋犲犓犲狔犔犪犫狅狉犪狋狅狉狔，犉狌犱犪狀犝狀犻狏犲狉狊犻狋狔，犛犺犪狀犵犺犪犻 ２０１２０３，犆犺犻狀犪） 犃犫狊狋狉犪犮狋：犜犺犻狊狆犪狆犲狉狆狉犲狊犲狀狋狊犪犳狌犾犾狔犻狀狋犲犵狉犪狋犲犱狑犻犱犲犫犪狀犱犔犆狏狅犾狋犪犵犲犮狅狀狋狉狅犾犾犲犱狅狊犮犻犾犾犪狋狅狉（犞犆犗）狑犻狋犺狊犿犪犾犾狋狌狀犻狀犵犵犪犻狀犳犾狌犮狋狌犪狋犻狅狀． 犜犺犻狊犞犆犗犻狊犱犲狊犻犵狀犲犱犳狅狉犪犱狌犪犾犮狅狀狏犲狉狊犻狅狀犾狅狑犐犉犪狉犮犺犻狋犲犮狋狌狉犲（犇犔犐犉）犇犜犞狋狌狀犲狉．犃狊狑犻狋犮犺犲犱狏犪狉犪犮狋狅狉犪狉狉犪狔犻狊狆狉狅狆狅狊犲犱狋狅狊狌狆 狆狉犲狊狊狋狌狀犻狀犵犵犪犻狀犳犾狌犮狋狌犪狋犻狅狀犳狅狉狋犺犲狆犲狉犳狅狉犿犪狀犮犲狅犳狋犺犲狆犺犪狊犲犾狅犮犽犲犱犾狅狅狆 （犘犔犔）．犜犺犲狑犺狅犾犲犞犆犗 狑犪狊犻犿狆犾犲犿犲狀狋犲犱犻狀犪０１８μ犿 犆犕犗犛狆狉狅犮犲狊狊．犜犺犲 犿犲犪狊狌狉犲犱狉犲狊狌犾狋狊狊犺狅狑 －１２６犱犅犮／犎狕狆犺犪狊犲狀狅犻狊犲犪狋１犕犎狕狅犳犳狊犲狋犳狉犲狇狌犲狀犮狔．犜犺犲 犿犲犪狊狌狉犲犱狋狌狀犻狀犵狉犪狀犵犲犻狊 ８６０犕犎狕（５３８％）犳狉狅犿１１７狋狅２０３犌犎狕狑犻狋犺狋犺犲狋狌狀犻狀犵犵犪犻狀犳狉狅犿６９狋狅９３犕犎狕／犞．犘狅狑犲狉犮狅狀狊狌犿狆狋犻狅狀犻狊犪犫狅狌狋９犿犠 狑犻狋犺犪１５犞 狊狌狆狆犾狔狏狅犾狋犪犵犲． 犓犲狔狑狅狉犱狊：狑犻犱犲犫犪狀犱；狋狌狀犻狀犵犵犪犻狀；狊狑犻狋犮犺犲犱犮犪狆犪犮犻狋狅狉犪狉狉犪狔；狊狑犻狋犮犺犲犱狏犪狉犪犮狋狅狉犪狉狉犪狔；犱犻犳犳犲狉犲狀狋犻犪犾犾狔狋狌狀犲犱；犞犆犗 犈犈犃犆犆：１２３０犅 犃狉狋犻犮犾犲犐犇：０２５３４１７７（２００８）０５１００３０７ 犘狉狅犼犲犮狋狊狌狆狆狅狉狋犲犱犫狔狋犺犲犖犪狋犻狅狀犪犾犎犻犵犺犜犲犮犺狀狅犾狅犵狔犚犲狊犲犪狉犮犺犪狀犱犇犲狏犲犾狅狆犿犲狀狋犘狉狅犵狉犪犿狅犳犆犺犻狀犪（犖狅．２００７犃犃０１犣２８２） 犆狅狉狉犲狊狆狅狀犱犻狀犵犪狌狋犺狅狉．犈犿犪犻犾：狕狑狋犪狀犵＠犳狌犱犪狀．犲犱狌．犮狀 犚犲犮犲犻狏犲犱１０犗犮狋狅犫犲狉２００７，狉犲狏犻狊犲犱犿犪狀狌狊犮狉犻狆狋狉犲犮犲犻狏犲犱８犖狅狏犲犿犫犲狉２００７ ２００８犆犺犻狀犲狊犲犐狀狊狋犻狋狌狋犲狅犳犈犾犲犮狋狉狅狀犻犮狊 １００９