复旦大学：微电子工程教学资源（参考论文）一种采用开关阶跃电容的压控振荡器（下）电路设计和实现.pdf_大学文库

第26卷第11期半导体学报 Vol.26 No.11 2005年11月 CHINESE JOURNAL OF SEMICONDUCTORS Nov.,2005 一种采用开关阶跃电容的压控振荡器（下）：电路设计和实现* 唐长文何捷闵昊 (复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室，上海200433) 摘要：为了验证阶跃可变电容压控振荡器调谐特性理论分析的正确性，提出了一种采用开关阶跃电容的新型压控振荡器电路，该压控振荡器电路采用0.25um1P5 M CMOS工艺实现.一种新型开关阶跃电容实现了频率调谐功能，该电容的调谐电容是传统反型M0S管可变电容的146%.在1/f3区域，差分调谐振荡器的相位噪声比单端调谐振荡器低7dB.在载波频率偏差10kHz,100kHz和1MHz处测得差分调谐时的相位噪声分别是一83，一107和一 130dBc/Hz,功耗为8.6mW. 关键词：阶跃可变电容；MO管可变电容；开关阶跃电容；电感电容压控振荡器；振荡调谐曲线；周期计算技术 EEACC:1230B 中图分类号：TN4 文献标识码：A 文章编号：0253-4177(2005)11-2182-09 关电容电路[2]，如图1(a)所示.当开关Mwi的栅极 1简介电压Vetrl.>Vhn时（通常Vel=Vad),开关Mswitch导根据采用阶跃可变电容的电感-电容压控振荡通，接入X点的电容为Cn;当栅极电压Ve<V 器的调谐特性理论分析，我们知道，任何具有阶跃 (通常Vc=Vs)时，开关Mwih断开，接入X点的电 C-V曲线的电容（譬如反型MOS管可变电容、累积容为 C.Ca C.+Ca (Ca为开关管的漏极寄生电容).开关电型MOS管可变电容)都能够实现具有高线性调谐特性的压控振荡器[.为了验证压控振荡器调谐特容的C-V特性如图1(b)所示，它是一个阶跃函数. 性理论分析的正确性，本文提出了一种新型阶跃可变开关电容的电容调节范围为[ C.Ca C.+Ca ,C],电容差电容来实现电感-电容压控振荡器的频率调谐功能. 为本文的结构如下：第二部分详细分析新型开关 △Csc=C- C.Ca 阶跃电容的CV曲线和品质因数；第三部分论述差 C.+Ca (1) 分调谐压控振荡器的电路实现；第四部分给出了压开关电容的品质因数近似为Q~1/wo Ron C, 控振荡器的测试结果，验证了采用阶跃可变电容的其中ao为中心频率，Ran=L/WμnCax(Ve一V)为振荡器调谐特性理论分析的正确性；最后一部分是开关管导通电阻[.因为电感-电容谐振回路的品质本文的结论. 因数主要是受到片上电感的品质因数的制约，片上 2开关阶跃电容电感的品质因数一般为5~10，片上可变电容的品质因数通常大于20.因此通过合理选择开关管的W 和L尺寸，我们可以得到一个适中的开关电容品质 2.1开关电容和I-MOS可变电容因数Qe,同时尽量降低开关管的寄生电容Cd. MOS管开关M wich和MIM电容C.构成了开开关电容中的开关MOS管也可以单独构成一上海市科学技术委员会（批准号：037062019）和上海市应用材料研究与发展基金（批准号：0425）资助项目唐长文男，1977年出生，助理研究员，主要研究方向为低相位噪声电感-电容压控振荡器和CMOS射频电视调谐器. 何捷男，1978年出生，博士研究生，主要研究方向为全集成射频频率综合器设计. 2005-01-10收到，2005-06-15定稿回2005中国电子学会

第I[卷第!和处测得差分调谐时的相位噪声分别是‘YU!‘!功耗为Y^[9Ld 关键词#阶跃可变电容&1X6管可变电容&开关阶跃电容&电感电容压控振荡器&振荡调谐曲线&周期计算技术 **"00#<IU=N 中图分类号#4%J 文献标识码#! 文章编号#=ITUQJ<__!I==T"<<QI<YIQ=K - 简介根据采用阶跃可变电容的电感Q电容压控振荡器的调谐特性理论分析!我们知道!任何具有阶跃 6RS 曲线的电容"譬如反型 1X6管可变电容’累积型 1X6管可变电容$都能够实现具有高线性调谐特性的压控振荡器(<) d为了验证压控振荡器调谐特性理论分析的正确性!本文提出了一种新型阶跃可变电容来实现电感Q电容压控振荡器的频率调谐功能d 本文的结构如下#第二部分详细分析新型开关阶跃电容的6RS 曲线和品质因数&第三部分论述差分调谐压控振荡器的电路实现&第四部分给出了压控振荡器的测试结果!验证了采用阶跃可变电容的振荡器调谐特性理论分析的正确性&最后一部分是本文的结论d + 开关阶跃电容 +d- 开关电容和’Z7%2可变电容 1X6管开关 158’-,)和 1P1 电容 6$ 构成了开关电容电路(I)!如图<"$$所示d当开关 158’-,)的栅极电压S,-."$S-)0时"通常S,-."iSHH$!开关 158’-,)导通!接入 @ 点的电容为 6$&当栅极电压S,-."’S-)0 "通常S,-."iS55$时!开关 158’-,)断开!接入 @点的电容为 6$6H 6$e6H "6H 为开关管的漏极寄生电容$d开关电容的6RS 特性如图<"2$所示!它是一个阶跃函数d 开关电容的电容调节范围为(6$6H 6$e6H !6$)!电容差为 ,66F X6$ Z 6$6H 6$ Y6H "<$ 开关电容的品质因数近似为 ., ?<%"=G/06$! 其中"= 为中心频率!G/0 X%%<%06/:"S(5ZS-$为开关管导通电阻(U) d因为电感Q电容谐振回路的品质因数主要是受到片上电感的品质因数的制约!片上电感的品质因数一般为T’<=!片上可变电容的品质因数通常大于I=d因此通过合理选择开关管的 < 和% 尺寸!我们可以得到一个适中的开关电容品质因数.,!同时尽量降低开关管的寄生电容6Hd 开关电容中的开关 1X6管也可以单独构成一

第11期唐长文等：一种采用开关阶跃电容的压控振荡器（下）：电路设计和实现 2183 X CW) 通过合理选择开关管的W和L尺寸，使得开关电容品质因数Q。比片上电感品质因素Q大一些，同时 C C C 尽量保证开关管的寄生电容C比较小. C+C 开关阶跃电容的CV特性如图3(b)所示.当电 M. 压差Vx一Vm<V时，开关管未导通，沟道处在耗 OFF 尽区.如图4所示，MIM电容C,与漏极寄生电容 (a) (b) Ca串联，Mw管电容为CMos,ma.当电压差Vx一图1开关电容(a)开关电容电路：(b)开关电容的CV特 Vci≥Vm时，开关管导通，沟道处在反型区.MIM 性电容Ca与MOS管沟道电阻Rm串联，Mih管电容 Fig.1 Switched capacitors (a)Switched capacitor topology:(b)GV characteristic 为CMos.mx,这样开关阶跃电容的CV特性满足 CMs.mm十 C.Ca 个反型MOS管可变电容.图2(a)为两个背靠背- C.+Ca MOS可变电容，它的CV特性如图2(b)所示，可以 C(Vx-Vet)= Vx -Vetr <Vihn 近似看作为一个阶跃函数.-MOS可变电容的电容 CMs.mx十C., 可调范围为[CMOs.ma,CMs,mx],电容差为 Vx-Vcml≥Vh ACi-MOS =Ci-MOS.max -CMOS.min (2) (3) 开关阶跃电容的电容差为 CMS(V) C冰83 SCac -Cown-C+C.-CC C.+Ca =△CMs+△CsC (4) CLMS 开关阶跃电容的电容调谐范围是开关电容和 MOS可变电容两者之和.从这一点可以看出，开关图2-MOS可变电容(a)背靠背-MOS可变电容：(b)I- 阶跃电容比一般的1-MOS可变电容具有更大的电 MOS可变电容的GV特性容调节范围。 Fig.2 I-MOS varactors (a)Back-to-back I-MOS va- Vx-Vem<Vim Depletion MOS ractors:(b)CV characteristic C,C⊥ 2.2开关阶跃电容 C.C,I 图3(a)是一个开关阶跃电容电路.与开关电容 Vx-Va≥Vu Inversion MOS 不同的是：开关管Mh的栅极受到振荡电压Vx的 C:T 控制；开关管M.的源极不是地，而是压控电压 V.对于射频交流信号而言，压控电压Vm是一个交流地.开关阶跃电容的优化与开关电容相同，可以 (a) (b) C 图4开关阶跃电容的等效电路(a)开关阶跃电容：(b)等效 CI-MOS+Co 电路 CC Fig.4 Equivalent circuit of a switched step capacitor C C+C (a)Switched step capacitor;(b)Equivalent circuit Vx-Von 将背靠背的两个开关阶跃电容的等效电路进行 (a) (b) 串联，实现图5中的两种差分结构，其中节点X和图3开关阶跃电容(a)开关阶跃电容电路：(b)开关阶跃 Y分别接到振荡器的差分片上电感的两个节点.图电容CV特性 5(a)中的开关阶跃电容等效电路称为直接型结构， Fig.3 Switched step capacitors (a)Switched step 振荡电压波形控制同一侧的可变电容的电容值：图 capacitor;(b)GV characteristic 5(b)中的开关阶跃电容等效电路称为交叉型结构

第<<期唐长文等! 一种采用开关阶跃电容的压控振荡器"下#!电路设计和实现图< 开关电容 "$#开关电容电路$"2#开关电容的6RS 特性 S’(d< 68’-,)+H,$7$,’-/.5 "$#68’-,)+H,$7$,’-/. -/7/"/(3$"2#6RS,)$.$,-+.’5-’, 个反型 1X6管可变电容d图I"$#为两个背靠背PQ 1X6可变电容%它的6RS 特性如图I"2#所示%可以近似看作为一个阶跃函数dPQ1X6可变电容的电容可调范围为&6PQ1X6%9’0%6PQ1X6%9$:’%电容差为 ,6PQ1X6 X6PQ1X6%9$: Z6QR1X6%9’0 "I# 图I PQ1X6可变电容 "$#背靠背PQ1X6可变电容$"2#PQ 1X6可变电容的6RS 特性 S’(dI PQ1X6M$.$,-/.5 "$#N$,\Q-/Q2$,\PQ1X6M$Q .$,-/.5$"2#6RS,)$.$,-+.’5-’, +d+ 开关阶跃电容图U"$#是一个开关阶跃电容电路d与开关电容不同的是!开关管 158’-,)的栅极受到振荡电压S@ 的控制$开关管 158’-,)的源极不是地%而是压控电压 S,-."d对于射频交流信号而言%压控电压S,-."是一个交流地d开关阶跃电容的优化与开关电容相同%可以图U 开关阶跃电容 "$#开关阶跃电容电路$"2#开关阶跃电容6RS 特性 S’(dU 68’-,)+H5-+7,$7$,’-/.5 "$#68’-,)+H5-+7 ,$7$,’-/.$"2#6RS,)$.$,-+.’5-’, 通过合理选择开关管的< 和% 尺寸%使得开关电容品质因数 ., 比片上电感品质因素 .< 大一些%同时尽量保证开关管的寄生电容6H 比较小d 开关阶跃电容的6RS 特性如图U"2#所示d当电压差S@‘S,-."’S-)0时%开关管未导通%沟道处在耗尽区d如图J所示%1P1 电容 6$ 与漏极寄生电容 6H 串联%158’-,)管电容为 6PQ1X6%9’0d当电压差S@ ‘ S,-."3S-)0时%开关管导通%沟道处在反型区d1P1 电容6$ 与 1X6管沟道电阻G/0串联%158’-,)管电容为6PQ1X6%9$:d这样开关阶跃电容的6RS 特性满足 6"S@ ZS,-.<#X 6PQ1X6%9’0 Y 6$6H 6$ Y6H % S@ ZS,-.< ’S-)0 6PQ1X6%9$: Y6$% S@ ZS,-.< 3S . / 0 -)0 "U# 开关阶跃电容的电容差为 ,666F X6PQ1X6%9$: Z6PQ1X6%9’0 Y6$ Z 6$6H 6$ Y6H X ,6QR1X6 Y,66F "J# 开关阶跃电容的电容调谐范围是开关电容和PQ 1X6可变电容两者之和d从这一点可以看出%开关阶跃电容比一般的PQ1X6可变电容具有更大的电容调节范围d 图J 开关阶跃电容的等效电路 "$#开关阶跃电容$"2#等效电路 S’(dJ *VD’M$"+0-,’.,D’-/;$58’-,)+H5-+7,$7$,’-/. "$#68’-,)+H5-+7,$7$,’-/.$"2#*VD’M$"+0-,’.,D’- 将背靠背的两个开关阶跃电容的等效电路进行串联%实现图T中的两种差分结构%其中节点 @ 和 E 分别接到振荡器的差分片上电感的两个节点d图 T"$#中的开关阶跃电容等效电路称为直接型结构% 振荡电压波形控制同一侧的可变电容的电容值$图 T"2#中的开关阶跃电容等效电路称为交叉型结构% I<YU

2184 半导体学报第26卷振荡电压波形控制异侧的可变电容电容值.由于振调谐理论[]计算的结果.1-MOS可变电容的调谐电荡电压Vx和VY是差分信号，因此Spectra RF仿容差△CMos=0.312pF,开关阶跃电容的调谐电容真结果表明交叉型开关阶跃电容的开关特性比直接差△Cs=0.455pF.开关阶跃电容的调谐电容差是型结构要好 -MOS可变电容调谐电容差的146%.由于开关阶跃电容兼有开关电容和1-M()S可变电容两者的调谐范围，因此阶跃可变电容可以得到更大的调谐电 M 容差，进而能够使得压控振荡器得到更大的频率调谐范围 (a) M (b) 1 图5差分开关阶跃电容的两种结构(a)直接型结构：(b)交图61-MOS差分可变电容叉型结构 Fig.6 Differential I-MOS varactors Fig.5 Two topologies of switched step capacitor (a) Direct-mode topology:(b)Cross-mode topology 1.05 -Caculation 4.933pF 在图5(b)中，当压控电压V:非常低的时候， 1.04 SpectraRF I-MOS varactor 5.078pf 开关MOS管M1和M2在振荡器的整个周期内都 1.03 (without C.) 是导通的.X点的电容为C。与MOS管Me的 0.288pF .1.02 5245pF ↓5.221pF CMs,mx的并联，Y点的电容为C,与MOS管M的十十十+ CMs.max的并联，可变电容的电容值始终为C。十 Switched step- capacitor C1M8 △Css CMs.mx,压控振荡器为最小振荡频率.当压控电压 1.00 0.312pF0.455pH I-MOS varactor Vc非常高的时候，开关MOS管M和Ma在振荡 0.995.533pF (with C.) 器的整个周期内都是断开的，X点的电容为 0.98 0 0.5 1.0 1.5 2.0 Control voltage/V 与MOS管Ma的CMs,mim并联，Y点的电容为 CC与MOS管M:的Cws,m的并联，可变电容图？两种可变电容的~V调谐曲线 C,+Ca Fig.7 fV curves tuned by switched step capacitors 的电容值始终为CC十CMs,m,压控振荡器为 and I-MOS varactors C.+Ca 最大振荡频率 3 差分调谐电感电容压控振荡器 2.3调谐电容的比较 3.1片上叠层螺旋电感为了验证开关阶跃电容的电容调谐范围比- MOS可变电容要大.在SpectraRF软件中，我们对电感-电容压控振荡器电路设计需要片上电感两个压控振荡器电路进行了仿真，一个压控振荡器有足够大的品质因数，才能够有好的相位噪声性能的可变电容为图5(b)中的开关阶跃电容，另一个为和低功耗特性.片上螺旋电感的品质因数主要受到图6中的I-MOS可变电容.MIM电容C。为串联电阻、寄生电容和衬底涡流等因数的制约.一般 0.288pF,开关MOS管和I-MOS管的是尺寸在铝互连的CM(OS工艺上，1~2GHz频段品质因 96μm/0.6um的零阈值nMOS管.为了使振荡频率数只能够做到5~10左右[). 为1GHz,两个振荡器中都并联上一个2.0pF固定图8(a)是串联叠层差分螺旋电感和去嵌入结 MIM电容.图7是两个振荡器的调谐曲线图，十字构的芯片照片.图8(b)是叠层电感的结构示意图，交叉是SpectraRF仿真结果，实线为按压控振荡器并联金属M4,M3和M2构成的电感L2与顶层金

第11期唐长文等：一种采用开关阶跃电容的压控振荡器（下）：电路设计和实现 2185 属M5电感L1相串联.将相邻层的金属并联能够降因数Q=2mL/R=2Q,理想情况下串联叠层电感低串联电阻值，而串联结构能够提高电感值，这样就的品质因数比平面电感提高了2倍，但是由于寄生能够提高电感的本质品质因数L/R,忽略寄生电电容和邻近效应的存在使得品质因数的提高要略小容和邻近趋肤效应的影响，差分片上电感的电感值于2倍.金属M5的厚度为1.5um,金属M4~M1 为4L(假设电感值L1≈L,≈L),串联电阻为2R(假的厚度为0.57m,通过将金属M4,M3和M2并设电感L1和L2的串联电阻为R),则叠层电感品质列，电感L2的厚度为1.71m. 150um OPEN Inductor 10nH ,1净g w NG■了 H -'il i 1 W M柱 &1511l.÷ 是u0 I55.SE) "5S5: 55,4 M6ano3代 a,6 luaE .l如i 室人，王、 ) ) 图8片上叠层螺旋电感(a)片上螺旋电感和去嵌入结构的版图：(b)差分叠层电感结构图：（©）等效PI模型 Fig.8 On-chip multilayer inductor (a)De-embedding and inductor microphotograph;(b)Multilayer induc- tor:(c)Equivalent PI model 片上叠层螺旋电感的S参数是通过ASITIC] 的源极寄生电容C3构成并联谐振回路，来提高软件仿真得到，SPICE等效模型是通过HSPICE软 nMOS对管共模点的阻抗，防止nMOS差分对管进件优化得到.同时片上电感与电感-电容压控振荡器入线性区而降低振荡点X和Y的品质因数.电感一起进行了流片验证，PAD寄生电容和连线串联电 L2和pMOS差分对管的源极寄生电容C,构成并联阻通过OPEN和THRU结构进行校正[).片上叠谐振回路，来提高pMOS对管共模点的阻抗，防止层螺旋电感的宽带(0.9~1.5GHz)等效PI模型如 pMOS差分对管进入线性区而降低振荡点X和Y 图8(c)所示，在1.08GHz频率上的差分品质因数的品质因数[).nMOS管Mp7-Mp8是开漏输出的为6 缓冲器，片外通过Bias-T模块提供直流偏置.电流 3.2差分调谐压控振荡器镜Mp5-Mp6为压控振荡提供直流偏置电流，确保振荡器振荡幅度足够大差分调谐压控振荡器电路如图9所示，电感L nMOS管Mn3-Mn4和MIM电容Cm1-Cz构成和开关阶跃电容构成电感-电容谐振回路.由于电感正向阶跃的开关阶跃电容，pMOS管Mp3-Mp4和和电容中存在串联电阻，差分nMOS对管Mnl- MIM电容Cp1-C2构成负向阶跃的开关阶跃电容， Mn2和pMOS对管Mpl-Mp2提供负阻补偿，使得 MIM电容C1和C2是固定电容.开关nMOS管振荡器能够持续振荡.电感L1和差分nMOS对管 Mn3-Mn4和pMOS管Mp3-Mp4采用零阈值MOS

第11期唐长文等：一种采用开关阶跃电容的压控振荡器（下）：电路设计和实现 2187 2.6V和0V情况下的四种单端频率-电压调谐曲线 20MHz/V的压控范围为0.3~1.6V,是整个调谐和增益Kv曲线.实线是单端调谐特性理论分析) 压控范围(0.1~1.7V)的81%. 的计算结果，十字叉线是测试结果，可以看出测试结当控制电压V固定为0V时（图11(c)),控制果与理论分析非常吻合】电压Vp在0~2.2V范围内，振荡器单端频率调谐当控制电压Vc固定为0V时（图11(a),控制范围为0.980~1.018GHz.调谐增益20MHz/V 压控范围(0.4~2.0V)的81%. 的压控范围为0.3~1.7V,是整个调谐压控范围当控制电压Ven固定为2.6V时（图11(d), (0.1~1.8V)的82%. 控制电压V在0~2.2V范围内，振荡器单端频率当控制电压Vrp固定为2.6V时（图11(b), 调谐范围为1.023~1.066GHz.调谐增益压控范围(0.5~2.1V)的81%. 40 40 (a Calculation (b) Calculation 35 Measurement .06 1.02 十十 + 30 + 3 ZHO/ 1.04 (A-ZHW)/y 1.00 20 ZHW △-C-Cm-0.445pF △C=Ca-Cmm-0.446pF ￥L=4.72nH: 'k-0.904nH 1=4.72nH V=0.886nH 10 1.02 =1.066GHz:o=1.019GHz 098 =1.021GHz:fo=0.979GHz Com=4.723pF: Ca-5.168pF + Cmlo=5.154pF: Ca-5.600pF A0.851V: 4mx-0,890V +于0 4m-0.796Vg Aam-0.830V 0.5 1.0 1.5 2.0 0.5 1.0 1.5 2.0 VenNV VanV 0 ( 1-4.72nH: V=1.212V L=4.72nH: '-1.227V 1.02 * f=1.018GHz:=0.980GHz s=1.066GHz;=1.023GHz C=5.176pF:C=5.589pF 1.06 C-4.723pf: C=5.130pF m=0.810V: Am-0.841V te0.838V Anx-0.874V AC=CI-C=0.413pF -10 AC-CC-0.407pF +-10 (i-A-ZHW)/x x2 1.00H 1.04 (-A-ZHID/ -20 -20 0.98 Calculation +++++ -30 1.02 Calculation 30 Measurement + Measurement +++千+ 0.5 1.0 1.5 2.0 0.5 1.0 1.5 2.0 VotV VoNV 图11单端频率-电压调谐曲线和增益Kv曲线 Fig.11 Single-ended tuned f-V curves and voltage-to-frequency gain Ky curves 调谐增益在很大范围内(0~2.2V)是线性的，图12是共模电压(Vcp+Vcm)/2为1.1V情这点对于频率综合器的环路稳定是非常有利的.因况下的差分调谐曲线和增益Kv曲线.实线是调谐为线性的调谐曲线不需要动态调节频率综合器中的特性理论分析)的计算结果，十字叉线是测试结果，电荷泵的充放电流可以看出测试结果与理论分析非常吻合，当差分控制电压Vn一Vcp在一2.2~2.2V范围内，振荡器

2188 半。导体学报第26卷差分频率调谐范围为0.979~1.066GHz.差分调谐 4.2相位噪声特性增益>20MHz/V的压控电压范围为一1.6V~ 1.1V,是整个调谐电压范围（一2.0~1.5V)的单端调谐的相位噪声测试结果如图14所示，压 77%. 控电压Vp=0V,压控电压Vetrln=0.9V,振荡频率 1.10 35 为1.0GHz.此时压控振荡器工作在最大调谐增益 ++++ -Calculation 1.08 +Measurement 30 点上，因此相位噪声性能是最差的.在载波频率偏差 1.06 25 10kHz和100kHz处测试得到的相位噪声分别是一 1.04 76dBc/Hz和-106dBc/Hz.由于DC-DC转换器电 1.02 X 15 源中存在很大的开关噪声，在频偏500kHz和 1.5MHz处的相位噪声变得很差. 1.00 AC-C-C0878pF 10 I-4.72nH '4=0.82V /m=1.066GHzf=0.979GH五 0.98 C1.726pF (C=5604pt 5 Ah-0,848V A0923W ++ 0.96 0 -2-1.5-1-0.500.511.52 Differential control voltage/V 图12差分频率-电压调谐曲线和增益Kv曲线 Fig.12 Differentially and F-V curve and voltage-to- frequency gain Kv curve 图13是压控振荡器的共模调谐FV曲线.振荡频率在共模电压0和2.5V处的偏差只有 2MHz,这说明正向阶跃的电容与负向阶跃的电容图14单端调谐相位噪声匹配性能很好.而在中间电压范围内，振荡器的频率 Fig.14 Measured single-ended tuned phase noise 差异很大，主要是由于开关零阈值MOS管Mn3- Mn4和Mp3-Mp4的阈值电压不为零所导致的.这差分调谐的相位噪声测试结果如图15所示，共一点也造成差分fV调谐曲线（图12）的中心频率模电压为1.1V,压控电压Vcrn=0.8V,压控电Vr 和最大增益频率点的压控电压有偏移.在0一2.5V =1.4V,振荡频率为1.013GHz.在载波频率偏差范围内，共模振荡频率偏差为13.5MHz,差模频率 10kHz,100kHz和1MHz处的相位噪声分别是增益最大值为33MHz/V,因此压控振荡器的振荡一83，-107和-130dBc/Hz.差分调谐振荡器的1/ 频率的共模抑制比[为15.7dB. fF噪声(10KHz)比单端调谐要低7dB,1/f噪声 1.034 (100kHz)要低1dB.而且振荡器的差分调谐特性大 1.032 幅度抑制了电源上的共模噪声通过可变电容的 1.030 AM-FM转换机制上变为相位噪声[.因此在差分 1.028 h3称 1.026 10. 1.024 1.022 1.020 1.018 1.0160 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 Common-mode control voltage/V 图13共模频率-电压调谐曲线 Fig.13 Common-mode f-V curve 图15差分调谐相位噪声 Fig.15 Measured differentially tuned phase noise

第11期唐长文等：一种采用开关阶跃电容的压控振荡器（下）：电路设计和实现 2189 调谐应用环境下，在频偏500kHz和1.5MHz处的 tuned by switched step capacitor:part I.analysis of tuning DC-DC电源开关噪声得到很大程度的抑制. characteristics.Chinese Journal of Semiconductors,2005.26 (10):2010(in Chinese)[唐长文，何捷，闵吴.一种采用开关阶跃电容的压控振荡器（上）：调谐特性的理论分析.半导体学 5结论报，2005,26(10)：2010] [2 Kral A.Behbahani F.Abidi A.RF-CMOS oscillators with 本文提出了一种采用开关阶跃电容的新型压控 switched tuning.IEEE Custom Integrated Circuits Conf. 振荡器电路来论证压控振荡器周期计算技术，实验 1998:555 测试结果证明了所提出的压控振荡器调谐特性理论 3 Niknejad A M.Multi-mode and wideband VCO design.RF- 1C2003 分析是正确的.任何具有阶跃CV曲线的可变电容 [4]Niknejad A M.Meyer R G.Analysis.design,and optimization 都可以实现线性调谐曲线的压控振荡器.新型开关 of spiral inductors and transformers for Si RF IC's.IEEE J 阶跃电容的调谐电容是传统反型MOS管可变电容 Solid-State Circuits.1998.33(10):1470 的146%.在1/f区域，差分调谐振荡器的相位噪 5 Maget J.Varactors and inductors for integrated RF circuits in 声比单端调谐振荡器低7B.测试得到的差分调谐 standard MOS technologies.PhD Dissertation,the University of Bundeswehr Munich.Germany,2002 时的相位噪声在载波频率偏差10kHz,100kHz和 6 ASITIC Website:http://rfic.eecs.berkeley.edu/~niknejad/ 1MHz处分别是-83dBc/Hz,一107dBc/Hz和- asitic.html 130dBc/Hz,功耗为8.6mW,芯片面积为0.7mm2. [7]Hegazi E.Sjoland H.Abidi A.A filtering techniques to lower LC oscillator phase noise.IEEE J Solid-State Circuits,2001, 致谢本文作者衷心感谢杭州电子科技大学的孙玲 36(12):1921 [8]Fong N H W,Plouchart J O.Zamdmer N.et al.A 1-V 3.8- 玲、胡江、文进才、陈展飞在片上电感测试方面的帮 5.7-GHz wide-band VCO with differential tuned accumula- 助：也感谢南京55所的李拂晓、朱震宇、叶育红、尹 tion MOS varactors for common-mode noise rejection in 柱来，上海集成电路研发中心的钱大宏、黄昊在芯片 CMOS SOI Technology.IEEE Trans Mierow Theory Tech. 测试方面的帮助：感谢上海市集成电路设计中心的 2003,51(8):1952 姜祁峰、易炜、刘晨波在多日标流片方面的支持. 参考文献 [1]Tang Zhangwen.He Jie.Min Hao.A LC controlled oscillator