第26卷第11期 半导体学报 Vol.26 No.11 2005年11月 CHINESE JOURNAL OF SEMICONDUCTORS Nov.,2005 一种采用开关阶跃电容的压控振荡器（下）： 电路设计和实现* 唐长文何捷闵昊 (复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室，上海200433) 摘要：为了验证阶跃可变电容压控振荡器调谐特性理论分析的正确性，提出了一种采用开关阶跃电容的新型压控 振荡器电路，该压控振荡器电路采用0.25um1P5 M CMOS工艺实现.一种新型开关阶跃电容实现了频率调谐功 能，该电容的调谐电容是传统反型M0S管可变电容的146%.在1/f3区域，差分调谐振荡器的相位噪声比单端调 谐振荡器低7dB.在载波频率偏差10kHz,100kHz和1MHz处测得差分调谐时的相位噪声分别是一83，一107和一 130dBc/Hz,功耗为8.6mW. 关键词：阶跃可变电容；MO管可变电容；开关阶跃电容；电感电容压控振荡器；振荡调谐曲线；周期计算技术 EEACC:1230B 中图分类号：TN4 文献标识码：A 文章编号：0253-4177(2005)11-2182-09 关电容电路[2]，如图1(a)所示.当开关Mwi的栅极 1简介 电压Vetrl.>Vhn时（通常Vel=Vad),开关Mswitch导 根据采用阶跃可变电容的电感-电容压控振荡 通，接入X点的电容为Cn;当栅极电压Ve<V 器的调谐特性理论分析，我们知道，任何具有阶跃 (通常Vc=Vs)时，开关Mwih断开，接入X点的电 C-V曲线的电容（譬如反型MOS管可变电容、累积 容为 C.Ca C.+Ca (Ca为开关管的漏极寄生电容).开关电 型MOS管可变电容)都能够实现具有高线性调谐 特性的压控振荡器[.为了验证压控振荡器调谐特 容的C-V特性如图1(b)所示，它是一个阶跃函数. 性理论分析的正确性，本文提出了一种新型阶跃可变 开关电容的电容调节范围为[ C.Ca C.+Ca ,C],电容差 电容来实现电感-电容压控振荡器的频率调谐功能. 为 本文的结构如下：第二部分详细分析新型开关 △Csc=C- C.Ca 阶跃电容的CV曲线和品质因数；第三部分论述差 C.+Ca (1) 分调谐压控振荡器的电路实现；第四部分给出了压 开关电容的品质因数近似为Q~1/wo Ron C, 控振荡器的测试结果，验证了采用阶跃可变电容的 其中ao为中心频率，Ran=L/WμnCax(Ve一V)为 振荡器调谐特性理论分析的正确性；最后一部分是 开关管导通电阻[.因为电感-电容谐振回路的品质 本文的结论. 因数主要是受到片上电感的品质因数的制约，片上 2开关阶跃电容 电感的品质因数一般为5~10，片上可变电容的品 质因数通常大于20.因此通过合理选择开关管的W 和L尺寸，我们可以得到一个适中的开关电容品质 2.1开关电容和I-MOS可变电容 因数Qe,同时尽量降低开关管的寄生电容Cd. MOS管开关M wich和MIM电容C.构成了开 开关电容中的开关MOS管也可以单独构成一 上海市科学技术委员会（批准号：037062019）和上海市应用材料研究与发展基金（批准号：0425）资助项目 唐长文男，1977年出生，助理研究员，主要研究方向为低相位噪声电感-电容压控振荡器和CMOS射频电视调谐器. 何捷男，1978年出生，博士研究生，主要研究方向为全集成射频频率综合器设计. 2005-01-10收到，2005-06-15定稿 回2005中国电子学会
第I[卷 第!和处测得差分调谐时的相位噪声分别是‘YU!‘!功耗为Y^[9Ld 关键词#阶跃可变电容&1X6管可变电容&开关阶跃电容&电感电容压控振荡器&振荡调谐曲线&周期计算技术 **"00#<IU=N 中图分类号#4%J 文献标识码#! 文章编号#=ITUQJ<__!I==T"<<QI<YIQ=K - 简介 根据采用阶跃可变电容的电感Q电容压控振荡 器的调谐特性理论分析!我们知道!任何具有阶跃 6RS 曲线的电容"譬如反型 1X6管可变电容’累积 型 1X6管可变电容$都能够实现具有高线性调谐 特性的压控振荡器(<) d为了验证压控振荡器调谐特 性理论分析的正确性!本文提出了一种新型阶跃可变 电容来实现电感Q电容压控振荡器的频率调谐功能d 本文的结构如下#第二部分详细分析新型开关 阶跃电容的6RS 曲线和品质因数&第三部分论述差 分调谐压控振荡器的电路实现&第四部分给出了压 控振荡器的测试结果!验证了采用阶跃可变电容的 振荡器调谐特性理论分析的正确性&最后一部分是 本文的结论d + 开关阶跃电容 +d- 开关电容和’Z7%2可变电容 1X6管开关 158’-,)和 1P1 电容 6$ 构成了开 关电容电路(I)!如图<"$$所示d当开关 158’-,)的栅极 电压S,-."$S-)0时"通常S,-."iSHH$!开关 158’-,)导 通!接入 @ 点的电容为 6$&当栅极电压S,-."’S-)0 "通常S,-."iS55$时!开关 158’-,)断开!接入 @点的电 容为 6$6H 6$e6H "6H 为开关管的漏极寄生电容$d开关电 容的6RS 特性如图<"2$所示!它是一个阶跃函数d 开关电容的电容调节范围为(6$6H 6$e6H !6$)!电容差 为 ,66F X6$ Z 6$6H 6$ Y6H "<$ 开关电容的品质因数近似为 ., ?<%"=G/06$! 其中"= 为中心频率!G/0 X%%<%06/:"S(5ZS-$为 开关管导通电阻(U) d因为电感Q电容谐振回路的品质 因数主要是受到片上电感的品质因数的制约!片上 电感的品质因数一般为T’<=!片上可变电容的品 质因数通常大于I=d因此通过合理选择开关管的 < 和% 尺寸!我们可以得到一个适中的开关电容品质 因数.,!同时尽量降低开关管的寄生电容6Hd 开关电容中的开关 1X6管也可以单独构成一
第11期 唐长文等：一种采用开关阶跃电容的压控振荡器（下）：电路设计和实现 2183 X CW) 通过合理选择开关管的W和L尺寸，使得开关电容 品质因数Q。比片上电感品质因素Q大一些，同时 C C C 尽量保证开关管的寄生电容C比较小. C+C 开关阶跃电容的CV特性如图3(b)所示.当电 M. 压差Vx一Vm<V时，开关管未导通，沟道处在耗 OFF 尽区.如图4所示，MIM电容C,与漏极寄生电容 (a) (b) Ca串联，Mw管电容为CMos,ma.当电压差Vx一 图1开关电容(a)开关电容电路：(b)开关电容的CV特 Vci≥Vm时，开关管导通，沟道处在反型区.MIM 性 电容Ca与MOS管沟道电阻Rm串联，Mih管电容 Fig.1 Switched capacitors (a)Switched capacitor topology:(b)GV characteristic 为CMos.mx,这样开关阶跃电容的CV特性满足 CMs.mm十 C.Ca 个反型MOS管可变电容.图2(a)为两个背靠背- C.+Ca MOS可变电容，它的CV特性如图2(b)所示，可以 C(Vx-Vet)= Vx -Vetr <Vihn 近似看作为一个阶跃函数.-MOS可变电容的电容 CMs.mx十C., 可调范围为[CMOs.ma,CMs,mx],电容差为 Vx-Vcml≥Vh ACi-MOS =Ci-MOS.max -CMOS.min (2) (3) 开关阶跃电容的电容差为 CMS(V) C冰83 SCac -Cown-C+C.-CC C.+Ca =△CMs+△CsC (4) CLMS 开关阶跃电容的电容调谐范围是开关电容和 MOS可变电容两者之和.从这一点可以看出，开关 图2-MOS可变电容(a)背靠背-MOS可变电容：(b)I- 阶跃电容比一般的1-MOS可变电容具有更大的电 MOS可变电容的GV特性 容调节范围。 Fig.2 I-MOS varactors (a)Back-to-back I-MOS va- Vx-Vem<Vim Depletion MOS ractors:(b)CV characteristic C,C⊥ 2.2开关阶跃电容 C.C,I 图3(a)是一个开关阶跃电容电路.与开关电容 Vx-Va≥Vu Inversion MOS 不同的是：开关管Mh的栅极受到振荡电压Vx的 C:T 控制；开关管M.的源极不是地，而是压控电压 V.对于射频交流信号而言，压控电压Vm是一个 交流地.开关阶跃电容的优化与开关电容相同，可以 (a) (b) C 图4开关阶跃电容的等效电路(a)开关阶跃电容：(b)等效 CI-MOS+Co 电路 CC Fig.4 Equivalent circuit of a switched step capacitor C C+C (a)Switched step capacitor;(b)Equivalent circuit Vx-Von 将背靠背的两个开关阶跃电容的等效电路进行 (a) (b) 串联，实现图5中的两种差分结构，其中节点X和 图3开关阶跃电容(a)开关阶跃电容电路：(b)开关阶跃 Y分别接到振荡器的差分片上电感的两个节点.图 电容CV特性 5(a)中的开关阶跃电容等效电路称为直接型结构， Fig.3 Switched step capacitors (a)Switched step 振荡电压波形控制同一侧的可变电容的电容值：图 capacitor;(b)GV characteristic 5(b)中的开关阶跃电容等效电路称为交叉型结构
第<<期 唐长文等! 一种采用开关阶跃电容的压控振荡器"下#!电路设计和实现 图< 开关电容 "$#开关电容电路$"2#开关电容的6RS 特 性 S’(d< 68’-,)+H,$7$,’-/.5 "$#68’-,)+H,$7$,’-/. -/7/"/(3$"2#6RS,)$.$,-+.’5-’, 个反型 1X6管可变电容d图I"$#为两个背靠背PQ 1X6可变电容%它的6RS 特性如图I"2#所示%可以 近似看作为一个阶跃函数dPQ1X6可变电容的电容 可调范围为&6PQ1X6%9’0%6PQ1X6%9$:’%电容差为 ,6PQ1X6 X6PQ1X6%9$: Z6QR1X6%9’0 "I# 图I PQ1X6可变电容 "$#背靠背PQ1X6可变电容$"2#PQ 1X6可变电容的6RS 特性 S’(dI PQ1X6M$.$,-/.5 "$#N$,\Q-/Q2$,\PQ1X6M$Q .$,-/.5$"2#6RS,)$.$,-+.’5-’, +d+ 开关阶跃电容 图U"$#是一个开关阶跃电容电路d与开关电容 不同的是!开关管 158’-,)的栅极受到振荡电压S@ 的 控制$开关 管 158’-,)的 源 极 不 是 地%而 是 压 控 电 压 S,-."d对于射频交流信号而言%压控电压S,-."是一个 交流地d开关阶跃电容的优化与开关电容相同%可以 图U 开关阶跃电容 "$#开关阶跃电容电路$"2#开关阶跃 电容6RS 特性 S’(dU 68’-,)+H5-+7,$7$,’-/.5 "$#68’-,)+H5-+7 ,$7$,’-/.$"2#6RS,)$.$,-+.’5-’, 通过合理选择开关管的< 和% 尺寸%使得开关电容 品质因数 ., 比片上电感品质因素 .< 大一些%同时 尽量保证开关管的寄生电容6H 比较小d 开关阶跃电容的6RS 特性如图U"2#所示d当电 压差S@‘S,-."’S-)0时%开关管未导通%沟道处在耗 尽区d如图J所示%1P1 电容 6$ 与漏极寄生电容 6H 串联%158’-,)管电容为 6PQ1X6%9’0d当电压差S@ ‘ S,-."3S-)0时%开关管导通%沟道处在反型区d1P1 电容6$ 与 1X6管沟道电阻G/0串联%158’-,)管电容 为6PQ1X6%9$:d这样开关阶跃电容的6RS 特性满足 6"S@ ZS,-.<#X 6PQ1X6%9’0 Y 6$6H 6$ Y6H % S@ ZS,-.< ’S-)0 6PQ1X6%9$: Y6$% S@ ZS,-.< 3S . / 0 -)0 "U# 开关阶跃电容的电容差为 ,666F X6PQ1X6%9$: Z6PQ1X6%9’0 Y6$ Z 6$6H 6$ Y6H X ,6QR1X6 Y,66F "J# 开关阶跃电容的电容调谐范围是开关电容和PQ 1X6可变电容两者之和d从这一点可以看出%开关 阶跃电容比一般的PQ1X6可变电容具有更大的电 容调节范围d 图J 开关阶跃电容的等效电路 "$#开关阶跃电容$"2#等效 电路 S’(dJ *VD’M$"+0-,’.,D’-/;$58’-,)+H5-+7,$7$,’-/. "$#68’-,)+H5-+7,$7$,’-/.$"2#*VD’M$"+0-,’.,D’- 将背靠背的两个开关阶跃电容的等效电路进行 串联%实现图T中的两种差分结构%其中节点 @ 和 E 分别接到振荡器的差分片上电感的两个节点d图 T"$#中的开关阶跃电容等效电路称为直接型结构% 振荡电压波形控制同一侧的可变电容的电容值$图 T"2#中的开关阶跃电容等效电路称为交叉型结构% I<YU
2184 半导体学报 第26卷 振荡电压波形控制异侧的可变电容电容值.由于振 调谐理论[]计算的结果.1-MOS可变电容的调谐电 荡电压Vx和VY是差分信号，因此Spectra RF仿 容差△CMos=0.312pF,开关阶跃电容的调谐电容 真结果表明交叉型开关阶跃电容的开关特性比直接 差△Cs=0.455pF.开关阶跃电容的调谐电容差是 型结构要好 -MOS可变电容调谐电容差的146%.由于开关阶 跃电容兼有开关电容和1-M()S可变电容两者的调 谐范围，因此阶跃可变电容可以得到更大的调谐电 M 容差，进而能够使得压控振荡器得到更大的频率调 谐范围 (a) M (b) 1 图5差分开关阶跃电容的两种结构(a)直接型结构：(b)交 图61-MOS差分可变电容 叉型结构 Fig.6 Differential I-MOS varactors Fig.5 Two topologies of switched step capacitor (a) Direct-mode topology:(b)Cross-mode topology 1.05 -Caculation 4.933pF 在图5(b)中，当压控电压V:非常低的时候， 1.04 SpectraRF I-MOS varactor 5.078pf 开关MOS管M1和M2在振荡器的整个周期内都 1.03 (without C.) 是导通的.X点的电容为C。与MOS管Me的 0.288pF .1.02 5245pF ↓5.221pF CMs,mx的并联，Y点的电容为C,与MOS管M的 十十十+ CMs.max的并联，可变电容的电容值始终为C。十 Switched step- capacitor C1M8 △Css CMs.mx,压控振荡器为最小振荡频率.当压控电压 1.00 0.312pF0.455pH I-MOS varactor Vc非常高的时候，开关MOS管M和Ma在振荡 0.995.533pF (with C.) 器的整个周期内都是断开的，X点的电容为 0.98 0 0.5 1.0 1.5 2.0 Control voltage/V 与MOS管Ma的CMs,mim并联，Y点的电容为 CC与MOS管M:的Cws,m的并联，可变电容 图？两种可变电容的~V调谐曲线 C,+Ca Fig.7 fV curves tuned by switched step capacitors 的电容值始终为CC十CMs,m,压控振荡器为 and I-MOS varactors C.+Ca 最大振荡频率 3 差分调谐电感电容压控振荡器 2.3调谐电容的比较 3.1片上叠层螺旋电感 为了验证开关阶跃电容的电容调谐范围比- MOS可变电容要大.在SpectraRF软件中，我们对 电感-电容压控振荡器电路设计需要片上电感 两个压控振荡器电路进行了仿真，一个压控振荡器 有足够大的品质因数，才能够有好的相位噪声性能 的可变电容为图5(b)中的开关阶跃电容，另一个为 和低功耗特性.片上螺旋电感的品质因数主要受到 图6中的I-MOS可变电容.MIM电容C。为 串联电阻、寄生电容和衬底涡流等因数的制约.一般 0.288pF,开关MOS管和I-MOS管的是尺寸 在铝互连的CM(OS工艺上，1~2GHz频段品质因 96μm/0.6um的零阈值nMOS管.为了使振荡频率 数只能够做到5~10左右[). 为1GHz,两个振荡器中都并联上一个2.0pF固定 图8(a)是串联叠层差分螺旋电感和去嵌入结 MIM电容.图7是两个振荡器的调谐曲线图，十字 构的芯片照片.图8(b)是叠层电感的结构示意图， 交叉是SpectraRF仿真结果，实线为按压控振荡器 并联金属M4,M3和M2构成的电感L2与顶层金
半 导 体 学 报 第I[卷 振荡电压波形控制异侧的可变电容电容值d由于振 荡电压S@ 和SE 是差分信号!因此 67+,-.$OS 仿 真结果表明交叉型开关阶跃电容的开关特性比直接 型结构要好d 图T 差分开关阶跃电容的两种结构 "$#直接型结构$"2#交 叉型结构 S’(dT 48/-/7/"/(’+5/;58’-,)+H5-+7,$7$,’-/. "$# G’.+,-Q9/H+-/7/"/(3$"2#F./55Q9/H+-/7/"/(3 在图T"2#中!当压控电压S,-."非常低的时候! 开关 1X6管 15!两个振荡器中都并联上一个I^=7S 固定 1P1 电容d图_是两个振荡器的调谐曲线图!十字 交叉是67+,-.$OS仿真结果!实线为按压控振荡器 调谐理论&频段品质因 数只能够做到T’<=左右&J’ d 图Y"$#是串联叠层差分螺旋电感和去嵌入结 构的芯片照片d图Y"2#是叠层电感的结构示意图! 并联金属 1J!1U和 1I构成的电感 %I 与顶层金 I<YJ
第11期 唐长文等：一种采用开关阶跃电容的压控振荡器（下）：电路设计和实现 2185 属M5电感L1相串联.将相邻层的金属并联能够降 因数Q=2mL/R=2Q,理想情况下串联叠层电感 低串联电阻值，而串联结构能够提高电感值，这样就 的品质因数比平面电感提高了2倍，但是由于寄生 能够提高电感的本质品质因数L/R,忽略寄生电 电容和邻近效应的存在使得品质因数的提高要略小 容和邻近趋肤效应的影响，差分片上电感的电感值 于2倍.金属M5的厚度为1.5um,金属M4~M1 为4L(假设电感值L1≈L,≈L),串联电阻为2R(假 的厚度为0.57m,通过将金属M4,M3和M2并 设电感L1和L2的串联电阻为R),则叠层电感品质 列，电感L2的厚度为1.71m. 150um OPEN Inductor 10nH ,1净g w NG■了 H -'il i 1 W M柱 &1511l.÷ 是u0 I55.SE) "5S5: 55,4 M6ano3代 a,6 luaE .l如i 室人，王、 ) ) 图8片上叠层螺旋电感(a)片上螺旋电感和去嵌入结构的版图：(b)差分叠层电感结构图：（©）等效PI模型 Fig.8 On-chip multilayer inductor (a)De-embedding and inductor microphotograph;(b)Multilayer induc- tor:(c)Equivalent PI model 片上叠层螺旋电感的S参数是通过ASITIC] 的源极寄生电容C3构成并联谐振回路，来提高 软件仿真得到，SPICE等效模型是通过HSPICE软 nMOS对管共模点的阻抗，防止nMOS差分对管进 件优化得到.同时片上电感与电感-电容压控振荡器 入线性区而降低振荡点X和Y的品质因数.电感 一起进行了流片验证，PAD寄生电容和连线串联电 L2和pMOS差分对管的源极寄生电容C,构成并联 阻通过OPEN和THRU结构进行校正[).片上叠 谐振回路，来提高pMOS对管共模点的阻抗，防止 层螺旋电感的宽带(0.9~1.5GHz)等效PI模型如 pMOS差分对管进入线性区而降低振荡点X和Y 图8(c)所示，在1.08GHz频率上的差分品质因数 的品质因数[).nMOS管Mp7-Mp8是开漏输出的 为6 缓冲器，片外通过Bias-T模块提供直流偏置.电流 3.2差分调谐压控振荡器 镜Mp5-Mp6为压控振荡提供直流偏置电流，确保 振荡器振荡幅度足够大 差分调谐压控振荡器电路如图9所示，电感L nMOS管Mn3-Mn4和MIM电容Cm1-Cz构成 和开关阶跃电容构成电感-电容谐振回路.由于电感 正向阶跃的开关阶跃电容，pMOS管Mp3-Mp4和 和电容中存在串联电阻，差分nMOS对管Mnl- MIM电容Cp1-C2构成负向阶跃的开关阶跃电容， Mn2和pMOS对管Mpl-Mp2提供负阻补偿，使得 MIM电容C1和C2是固定电容.开关nMOS管 振荡器能够持续振荡.电感L1和差分nMOS对管 Mn3-Mn4和pMOS管Mp3-Mp4采用零阈值MOS
第#等效 WP模型如 图Y",#所示$在频率上的差分品质因数 为[d V;+ 差分调谐压控振荡器 差分调谐压控振荡器电路如图K所示$电感 % 和开关阶跃电容构成电感Q电容谐振回路d由于电感 和电 容 中 存 在 串 联 电 阻$差 分 01X6 对 管 10<Q 10I和71X6对管 17<Q17I提供负阻补偿$使得 振荡器能够持续振荡d电感 %< 和差分 01X6对管 的源极 寄 生 电 容 6U 构 成 并 联 谐 振 回 路$来 提 高 01X6对管共模点的阻抗$防止 01X6差分对管进 入线性区而降低振荡点 @ 和 E 的品质因数d电感 %I 和71X6差分对管的源极寄生电容6J 构成并联 谐振回路$来提高 71X6对管共模点的阻抗$防止 71X6差分对管进入线性区而降低振荡点 @ 和 E 的品质因数’_( d01X6 管 17_Q17Y 是开漏输出的 缓冲器$片外通过 N’$5Q4 模块提供直流偏置d电流 镜 17TQ17[为压控振荡提供直流偏置电流$确保 振荡器振荡幅度足够大d 01X6管 10UQ10J和 1P1 电容60<Q60I构成 正向阶跃的开关阶跃电容$71X6管 17UQ17J 和 1P1 电容67<Q67I构成负向阶跃的开关阶跃电容$ 1P1 电 容 6< 和 6I 是 固 定 电 容d开 关 01X6 管 10UQ10J和71X6管 17UQ17J采用零阈值 1X6 I<YT
2186 半导体学报 第26卷 10004 1000/4 C,23pF Mp6 Mp5 1囟 L C 28pF 180/0.24 180/0.24 Mpl Mp2 160/0.24 Mp7 2QQ04at 60/0.24 Mp8 ni RF,卤 ☒RF 咖☒ Cp-Cp-288fF C,C=1.701F ☒ C=Cx=288fF C 子学 Mp3,Mp4:96/0.6 C Mn3,Mn4:96/0.6 Mn1 Mn2 240/0.5 240/0.5 28nH 图9采用开关阶跃电容的差分调谐压控振荡器电路 Fig.9 A LC oscillator differentially tuned by switched step capacitors 管，这有利于降低调谐特性对直流电平的偏移和提 高调谐增益的共模抑制比.Vp和Va血分别是两个 差分控制端，电容C;和C6用来稳定两个差分压控 电压.差分调谐压控振荡器的调谐增益Kⅴ是单端 调谐的一半，这样减小调谐增益能够降低噪声通过 AM-FM转换变成相位噪声，也能够减小电源和地 上的共模噪声上变为相位噪声).为了提高调谐增 益的共模抑制比，正向阶跃电容CC2与负向阶跃 电容Cp1-C的大小相等. 测试验证 图9中的差分调谐电感-电容压控振荡器在 CMOS0.25m1P5M工艺上实现，其芯片照片如 图10差分调谐压控振荡器芯片照片 图10所示.整个芯片面积为0.82mm×0.84mm,芯 Fig.10 Microphotograph of a differentially tuned LC VCO 片采用在板封装(chip-on-board,COB),核心部分的 工作电流为3.3mA,电压为2.6V.振荡器的频率 电压调谐曲线和相位噪声性能通过Agilent 4.1 调谐特性 E4440A(3Hz~26.5GHz)频谱分析仪测试得到. 图l1是控制电压Veo和Vh分别固定为
半 导 体 学 报 第I[卷 图K 采用开关阶跃电容的差分调谐压控振荡器电路 S’(dK !?F/5,’""$-/.H’;;+.+0-’$""3-D0+H2358’-,)+H5-+7,$7$,’-/.5 管!这有利于降低调谐特性对直流电平的偏移和提 高调谐增益的共模抑制比dS,-."7和S,-."0分别是两个 差分控制端!电容6T 和6[ 用来稳定两个差分压控 电压U差分调谐压控振荡器的调谐增益 @] 是单端 调谐的一半!这样减小调谐增益能够降低噪声通过 !1QS1 转换变成相位噪声!也能够减小电源和地 上的共模噪声上变为相位噪声"Y# d为了提高调谐增 益的共模抑制比!正向阶跃电容60’I[^T#&>%频谱分析仪测试得到d 图<= 差分调谐压控振荡器芯片照片 S’(d<= 1’,./7)/-/(.$7)/;$H’;;+.+0-’$""3-D0+H?F ]FX W;- 调谐特性 图 << 是 控 制 电 压 S,-."7 和 S,-."0 分 别 固 定 为 I<Y[
第11期 唐长文等：一种采用开关阶跃电容的压控振荡器（下）：电路设计和实现 2187 2.6V和0V情况下的四种单端频率-电压调谐曲线 20MHz/V的压控范围为0.3~1.6V,是整个调谐 和增益Kv曲线.实线是单端调谐特性理论分析) 压控范围(0.1~1.7V)的81%. 的计算结果，十字叉线是测试结果，可以看出测试结 当控制电压V固定为0V时（图11(c)),控制 果与理论分析非常吻合】 电压Vp在0~2.2V范围内，振荡器单端频率调谐 当控制电压Vc固定为0V时（图11(a),控制 范围为0.980~1.018GHz.调谐增益20MHz/V 压控范围(0.4~2.0V)的81%. 的压控范围为0.3~1.7V,是整个调谐压控范围 当控制电压Ven固定为2.6V时（图11(d), (0.1~1.8V)的82%. 控制电压V在0~2.2V范围内，振荡器单端频率 当控制电压Vrp固定为2.6V时（图11(b), 调谐范围为1.023~1.066GHz.调谐增益 压控范围(0.5~2.1V)的81%. 40 40 (a Calculation (b) Calculation 35 Measurement .06 1.02 十十 + 30 + 3 ZHO/ 1.04 (A-ZHW)/y 1.00 20 ZHW △-C-Cm-0.445pF △C=Ca-Cmm-0.446pF ￥L=4.72nH: 'k-0.904nH 1=4.72nH V=0.886nH 10 1.02 =1.066GHz:o=1.019GHz 098 =1.021GHz:fo=0.979GHz Com=4.723pF: Ca-5.168pF + Cmlo=5.154pF: Ca-5.600pF A0.851V: 4mx-0,890V +于0 4m-0.796Vg Aam-0.830V 0.5 1.0 1.5 2.0 0.5 1.0 1.5 2.0 VenNV VanV 0 ( 1-4.72nH: V=1.212V L=4.72nH: '-1.227V 1.02 * f=1.018GHz:=0.980GHz s=1.066GHz;=1.023GHz C=5.176pF:C=5.589pF 1.06 C-4.723pf: C=5.130pF m=0.810V: Am-0.841V te0.838V Anx-0.874V AC=CI-C=0.413pF -10 AC-CC-0.407pF +-10 (i-A-ZHW)/x x2 1.00H 1.04 (-A-ZHID/ -20 -20 0.98 Calculation +++++ -30 1.02 Calculation 30 Measurement + Measurement +++千+ 0.5 1.0 1.5 2.0 0.5 1.0 1.5 2.0 VotV VoNV 图11单端频率-电压调谐曲线和增益Kv曲线 Fig.11 Single-ended tuned f-V curves and voltage-to-frequency gain Ky curves 调谐增益在很大范围内(0~2.2V)是线性的， 图12是共模电压(Vcp+Vcm)/2为1.1V情 这点对于频率综合器的环路稳定是非常有利的.因 况下的差分调谐曲线和增益Kv曲线.实线是调谐 为线性的调谐曲线不需要动态调节频率综合器中的 特性理论分析)的计算结果，十字叉线是测试结果， 电荷泵的充放电流 可以看出测试结果与理论分析非常吻合，当差分控 制电压Vn一Vcp在一2.2~2.2V范围内，振荡器
第d调谐增益 $I=1&>’] 的压控 范 围 为 =^U’d调 谐 增 益 $ I=1&>’] 的压控范围为=^U’d 调 谐 增 益 ’ ‘I=1&>’]的压控范围为=^[’d调 谐 增 益 ’ ‘ I=1&>’] 的压控范围为=^T’<^Y]&是整个调谐 压控范围"=^T’I^<]#的Y<hd 图<< 单端频率Q电压调谐曲线和增益 @] 曲线 S’(d<< 6’0("+Q+0H+H-D0+H!RS,D.M+5$0HM/"-$(+Q-/Q;.+VD+0,3($’0@],D.M+5 调谐增益在很大范围内"=’I^I]#是线性的& 这点对于频率综合器的环路稳定是非常有利的d因 为线性的调谐曲线不需要动态调节频率综合器中的 电荷泵的充放电流d 图<I是共模电压"S,-."7eS,-."0#’I为<^<] 情 况下的差分调谐曲线和增益 @] 曲线d实线是调谐 特性理论分析$<%的计算结果&十字叉线是测试结果& 可以看出测试结果与理论分析非常吻合d当差分控 制电压S,-."0‘S,-."7在‘I^I’I^I] 范围内&振荡器 I<Y_
2188 半。导体学报 第26卷 差分频率调谐范围为0.979~1.066GHz.差分调谐 4.2相位噪声特性 增益>20MHz/V的压控电压范围为一1.6V~ 1.1V,是整个调谐电压范围（一2.0~1.5V)的 单端调谐的相位噪声测试结果如图14所示，压 77%. 控电压Vp=0V,压控电压Vetrln=0.9V,振荡频率 1.10 35 为1.0GHz.此时压控振荡器工作在最大调谐增益 ++++ -Calculation 1.08 +Measurement 30 点上，因此相位噪声性能是最差的.在载波频率偏差 1.06 25 10kHz和100kHz处测试得到的相位噪声分别是一 1.04 76dBc/Hz和-106dBc/Hz.由于DC-DC转换器电 1.02 X 15 源中存在很大的开关噪声，在频偏500kHz和 1.5MHz处的相位噪声变得很差. 1.00 AC-C-C0878pF 10 I-4.72nH '4=0.82V /m=1.066GHzf=0.979GH五 0.98 C1.726pF (C=5604pt 5 Ah-0,848V A0923W ++ 0.96 0 -2-1.5-1-0.500.511.52 Differential control voltage/V 图12差分频率-电压调谐曲线和增益Kv曲线 Fig.12 Differentially and F-V curve and voltage-to- frequency gain Kv curve 图13是压控振荡器的共模调谐FV曲线.振 荡频率在共模电压0和2.5V处的偏差只有 2MHz,这说明正向阶跃的电容与负向阶跃的电容 图14单端调谐相位噪声 匹配性能很好.而在中间电压范围内，振荡器的频率 Fig.14 Measured single-ended tuned phase noise 差异很大，主要是由于开关零阈值MOS管Mn3- Mn4和Mp3-Mp4的阈值电压不为零所导致的.这 差分调谐的相位噪声测试结果如图15所示，共 一点也造成差分fV调谐曲线（图12）的中心频率 模电压为1.1V,压控电压Vcrn=0.8V,压控电Vr 和最大增益频率点的压控电压有偏移.在0一2.5V =1.4V,振荡频率为1.013GHz.在载波频率偏差 范围内，共模振荡频率偏差为13.5MHz,差模频率 10kHz,100kHz和1MHz处的相位噪声分别是 增益最大值为33MHz/V,因此压控振荡器的振荡 一83，-107和-130dBc/Hz.差分调谐振荡器的1/ 频率的共模抑制比[为15.7dB. fF噪声(10KHz)比单端调谐要低7dB,1/f噪声 1.034 (100kHz)要低1dB.而且振荡器的差分调谐特性大 1.032 幅度抑制了电源上的共模噪声通过可变电容的 1.030 AM-FM转换机制上变为相位噪声[.因此在差分 1.028 h3称 1.026 10. 1.024 1.022 1.020 1.018 1.0160 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 Common-mode control voltage/V 图13共模频率-电压调谐曲线 Fig.13 Common-mode f-V curve 图15差分调谐相位噪声 Fig.15 Measured differentially tuned phase noise
半 导 体 学 报 第I[卷 差分频率调谐范围为=^K_K’d差分调谐 增益 $I=1&>!] 的 压 控 电 压 范 围 为 ‘"这说明正向阶跃的电容与负向阶跃的电容 匹配性能很好d而在中间电压范围内"振荡器的频率 差异很大"主要是由于开 关 零 阈 值 1X6 管 10UQ 10J和 17UQ17J的阈值电压不为零所导致的d这 一点也造成差分!RS 调谐曲线#图"差模频率 增益最大值为UU1&>!]"因此压控振荡器的振荡 频率的共模抑制比%Y&为d此时压控振荡器工作在最大调谐增益 点上"因此相位噪声性能是最差的d在载波频率偏差 和处测试得到的相位噪声分别是‘ _[HN,!&>和‘d由于 GFQGF 转换器电 源中 存 在 很 大 的 开 关 噪 声"在 频 偏 T==\&> 和 处的相位噪声变得很差d 图d在载波频率偏差 " 和 处 的 相 位 噪 声 分 别 是 ‘YU"‘d差分调谐振荡器的$比单端调谐要低 _HN"$要低<HNd而且振荡器的差分调谐特性大 幅度抑 制 了 电 源 上 的 共 模 噪 声 通 过 可 变 电 容 的 !1QS1 转换机制上变为相位噪声%Y& d因此在差分 图<T 差分调谐相位噪声 S’(d<T 1+$5D.+HH’;;+.+0-’$""3-D0+H7)$5+0/’5+ I<YY
第11期 唐长文等：一种采用开关阶跃电容的压控振荡器（下）：电路设计和实现 2189 调谐应用环境下，在频偏500kHz和1.5MHz处的 tuned by switched step capacitor:part I.analysis of tuning DC-DC电源开关噪声得到很大程度的抑制. characteristics.Chinese Journal of Semiconductors,2005.26 (10):2010(in Chinese)[唐长文，何捷，闵吴.一种采用开关阶 跃电容的压控振荡器（上）：调谐特性的理论分析.半导体学 5结论 报，2005,26(10)：2010] [2 Kral A.Behbahani F.Abidi A.RF-CMOS oscillators with 本文提出了一种采用开关阶跃电容的新型压控 switched tuning.IEEE Custom Integrated Circuits Conf. 振荡器电路来论证压控振荡器周期计算技术，实验 1998:555 测试结果证明了所提出的压控振荡器调谐特性理论 3 Niknejad A M.Multi-mode and wideband VCO design.RF- 1C2003 分析是正确的.任何具有阶跃CV曲线的可变电容 [4]Niknejad A M.Meyer R G.Analysis.design,and optimization 都可以实现线性调谐曲线的压控振荡器.新型开关 of spiral inductors and transformers for Si RF IC's.IEEE J 阶跃电容的调谐电容是传统反型MOS管可变电容 Solid-State Circuits.1998.33(10):1470 的146%.在1/f区域，差分调谐振荡器的相位噪 5 Maget J.Varactors and inductors for integrated RF circuits in 声比单端调谐振荡器低7B.测试得到的差分调谐 standard MOS technologies.PhD Dissertation,the University of Bundeswehr Munich.Germany,2002 时的相位噪声在载波频率偏差10kHz,100kHz和 6 ASITIC Website:http://rfic.eecs.berkeley.edu/~niknejad/ 1MHz处分别是-83dBc/Hz,一107dBc/Hz和- asitic.html 130dBc/Hz,功耗为8.6mW,芯片面积为0.7mm2. [7]Hegazi E.Sjoland H.Abidi A.A filtering techniques to lower LC oscillator phase noise.IEEE J Solid-State Circuits,2001, 致谢本文作者衷心感谢杭州电子科技大学的孙玲 36(12):1921 [8]Fong N H W,Plouchart J O.Zamdmer N.et al.A 1-V 3.8- 玲、胡江、文进才、陈展飞在片上电感测试方面的帮 5.7-GHz wide-band VCO with differential tuned accumula- 助：也感谢南京55所的李拂晓、朱震宇、叶育红、尹 tion MOS varactors for common-mode noise rejection in 柱来，上海集成电路研发中心的钱大宏、黄昊在芯片 CMOS SOI Technology.IEEE Trans Mierow Theory Tech. 测试方面的帮助：感谢上海市集成电路设计中心的 2003,51(8):1952 姜祁峰、易炜、刘晨波在多日标流片方面的支持. 参考文献 [1]Tang Zhangwen.He Jie.Min Hao.A LC controlled oscillator
第和处的 GFQGF电源开关噪声得到很大程度的抑制d / 结论 本文提出了一种采用开关阶跃电容的新型压控 振荡器电路来论证压控振荡器周期计算技术$实验 测试结果证明了所提出的压控振荡器调谐特性理论 分析是正确的d任何具有阶跃6RS 曲线的可变电容 都可以实现线性调谐曲线的压控振荡器d新型开关 阶跃电容的调谐电容是传统反型 1X6管可变电容 的$和 处 分 别 是 ‘YUHN,%&>$‘和 ‘ $功耗为Y^[9L$芯片面积为=^_99Id 致谢 本文作者衷心感谢杭州电子科技大学的孙玲 玲&胡江&文进才&陈展飞在片上电感测试方面的帮 助’也感谢南京TT所的李拂晓&朱震宇&叶育红&尹 柱来$上海集成电路研发中心的钱大宏&黄昊在芯片 测试方面的帮助’感谢上海市集成电路设计中心的 姜祁峰&易炜&刘晨波在多目标流片方面的支持d 参考文献 ($-’/0 /;57’.$"’0HD,-/.5$0H-.$05;/.9+.5;/.6’OSPF*5dP***R 6/"’HQ6-$-+F’.,D’-5$’*$6A/"$0H&$!2’H’!d!;’"-+.’0(-+,)0’VD+5-/"/8+. ?F/5,’""$-/.7)$5+0/’5+dP***R6/"’HQ6-$-+F’.,D’-5$I==8’H+Q2$0H ]FX 8’-)H’;;+.+0-’$"-D0+H$,,D9D"$Q -’/0 1X6 M$.$,-/.5;/. ,/99/0Q9/H+ 0/’5+ .+A+,-’/0’0 F1X66XP4+,)0/"/(3dP*** 4.$05 1’,./8 4)+/.34+,)$ I==U$T<"Y#!<KTI I<YK
2190 半导体学报 第26卷 A LC Voltage-Controlled Oscillator Tuned by Switched Step Capacitors: Part Circuit Design and Implementation* Tang Zhangwen,He Jie,and Min Hao (ASIC System State Key Laboratory,Fudan University.Shanghai 200433.China) Abstract:A novel LC oscillator differentially tuned by switched step capacitors,which is implemented in a CMOS 0.25um 1P4M CMOS process.is proposed to verify our theoretical analysis of tuning characteristics.The tuning capacitance of the pro- posed switched step capacitors is 146%of the conventional inversion-MOS varactors'.In the 1/f3 region,the novel differentially tuned topology has 7dB phase noise reduction compared to the single-ended tuned topology.The implemented VCO at 1.013GHz has a phase noise of-83.-107,and-130dBc/Hz,at a 10kHz,100kHz,and 1MHz offset,respectively.Power con- sumption is 8.6mW. Key words:step capacitors;MOS varactors;switched step capacitors;voltage-controlled oscillator;oscillator tuning curves; period calculation technique EEACC:1230B Article ID:0253-4177(2005)11-2182-09 Project supported by the Program of Shanghai Science Technology Committee(No.037062019)and Shanghai Applied Material Funds(No. 0425) Tang Zhangwen male,was born in 1977,assistant professor.His research interests are in low-phase-noise LC-VCO and RF TV tuners. He Jie male,was born in 1978,PhD candidate.His research interest is in fully-integrated RF frequency synthesizers. Received 10 January 2005,revised manuscript received 15 June 2005 2005 Chinese Institute of Electronics
半 导 体 学 报 第I[卷 "5089:ADJ=Z09HA@9::=O%BFI::DA9@&NH=O?M2RIAFG=O2A=E0DEDFIA9@B! CD@A%"0I@FNIA$=BIJHDHO’>E:=>=HADAI9H# 4$0(B)$0(8+0"&+R’+"$0H1’0&$/ #M4Q6_ 45CL+/4L(L+@+5%(H1I(L1I5"=29()T)&W+IC&L5"40()-0(& I==JUU"60&)($ "?BA@DFA!!0/M+"?F/5,’""$-/.H’;;+.+0-’$""3-D0+H2358’-,)+H5-+7,$7$,’-/.5"8)’,)’5’97"+9+0-+H’0$F1X6=^IT!9 )$5$7)$5+0/’5+/;‘YU"‘"$-$""$0H/;;5+-".+57+,-’M+"3dW/8+.,/0Q 5D97-’/0’5Y^[9Ld U=MR9@OB!5-+7,$7$,’-/.5’1X6M$.$,-/.5’58’-,)+H5-+7,$7$,’-/.5’M/"-$(+Q,/0-./""+H/5,’""$-/.’/5,’""$-/.-D0’0(,D.M+5’ 7+.’/H,$",D"$-’/0-+,)0’VD+ **"00!+.5d O+,+’M+H<=R$0D$.3I==T".+M’5+H9$0D5,.’7-.+,+’M+H<TRD0+I==T &I==TF)’0+5+P05-’-D-+/;*"+,-./0’,5 I<K=
