第32卷第1期 微电子学 Vol.32,N91 2002年2月 Microelectronics Feb.2002 文章编号：1004-3365(2002)01-0046-05 与工艺无关的Rail-to-Rail CMOS运算放大器 唐长文，张洁，闵昊 (复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室，上海200433) 摘要：设计了一种与工艺无关的Rail-to-Rail运算放大器，它采用一种新型的与工艺无关的恒 跨导Rail-to-Rail输入级结构，输入级的P管对和N管对的宽长比不需匹配特定的工艺。同时，还 采用了前馈AB类控制的rail-to-rail输出级，以保证输出级有大的动态输出范围和较强的驱动负 载的能力。在电源电压为2.7V时，整个运算放大器在0.35 um Alcatel工艺和0.6um无锡上华工 艺下模拟，其输入级跨导偏差分别为7%和14%，直流增益分别为87.9dB和78.4dB,单位增益带 宽分别为14MHz和9MHz,相位裕度为67度和75度。 关键词：运算放大器；Rail-to-Rail;恒跨导；AB类输出级 中图分类号：TN432;TN722.7+7 文献标识码：A A Robust Rail-to-Rail CMOS Operational Amplifier TANG Zhang-wen,ZHANG Jie,MIN Hao (State Key Laboratory of ASIC &Systems,Fudan Univ.,Shanghai 200433.P.R.China) Abstract:A robust rail-to-rail operational amplifier is presented,in which a new robust constant grail-to-rail input stage is employed.This new circuit is robust in that it does not require transconductance parameter matching n-and p-channel transistors for specific technology.Meanwhile,a front-feed Class AB control is aslo developed to ensure large dynamic range and strong driving capability.The whole circuit is simulated in 0.35 um Alcatel and 0.6 um Wuxi-Shanghua technology at 2.7 V power supply,respectively.The circuits have achieved a maximum transconductance deviation less than 7 and 14 %DC gain of 87.9 dB and 78.4 dB,unit gain bandwidth of 14 MHz and9MHz,and a phase margin of67°and75°，respectively. Key words:Operational amplifier;R2R(Rail to Rail):Constant transconductance;Class AB output stage EEACC:2570D;1220 B=C() (2) 1引言 集成电路工艺技术的发展，使得MOS管的特 征尺寸和电源电压不断下降。对于一个运算放大 器[]，一是要求它的输入和输出仍然有大的动态范 MP MP2 围，二是要求输出级仍然有较强的驱动能力，因此， HNS MN2 R2R(Rail-to-Rail)运算放大器就变得尤为重要。 VIN+ VIN 简单的R2R运算放大器的输入级[2]如图1所 示。它由一个PMOS输入对和一个NMOS输入对 并联构成。电路工作可分为三个区：当共模输入电压 Vem接近负电源Vss时，NMOS输入对截止，只有 图1简单的R2R输入级 PMOS输入对处于放大状态；当Vem接近正电源Vp 时，PMOS输入对截止，只有NMOS输入对处于放 式中，Bn和B分别是NMOS管和PMOS管的 大状态；当共模输入电压处于中间状态时，PMOS 跨导参数，In和I,分别是流经NMOS管和PMOS 输入对和NMOS输入均处于放大状态。图1的输入 管的电流，一般的R2R运算放大器要同时满足Bn= 级总跨导可由下式表示： Bp、In=Ip。可以看到，Vm在中间状态时，输入级跨导 gmT=gmn+gmp =√BnIn+√BpIp (1) 约变化一倍，gm变化将导致运算放大器增益、运算 收稿日期：2001-03-02；定稿日期：2001-05-05
收稿日期!"##$%#&%#"’ 定稿日期!"##$%#(%#( 文章编号!$##)%&&*(+"##",#$%##)*%#( 与工艺无关的 -./01231-./04567运算放大器 唐长文8张 洁8闵 昊 +复旦大学 专用集成电路与系统国家重点实验室8上海 "##)&&, 摘 要! 设计了一种与工艺无关的 9:;%9:;%9:;%D:;%9:; +ghihjkjlminopihoploqrgstuglvhjwv8xyzi{|{}~!8g"i{#"i}"##)&&8$E%Et"}{i, UVX2[.&2! BD>’()=D:;%D:;<>*KD:=;>b:’()=J>b)=:b=#I D:;%D:;,KOESa;)bKdJ;DJ(;=;)D>’()=;b=a:=;=O>K)b>=DK-(;DK=D:b)J>bO(J=:bJK*:D:IK=KDI:=Ja;bc b%:bO*%Ja:bbKD)+>D)*KJ;+;J=KJab><>c,EPK:bda;b=%+KKO.b=D>OK/K<>*KO=> Kb)(DKbcOD;/;bcJ:*:’;<>c,:="EFG *>dKD)(**bO(J=:bJKOK/;:=;>b+MFENOC:bOFME)OC8(b;=c:;b’:bOd;O=a>+$) PQR:bONPQR8:bO:*a:)KI:Dc;b>+*F4:bOF(48DK)*KJ=;/Kb:9:;b)=:b==D:b)J>bO(J=:bJK’.(=*(=)=:cK ::U44! "(F#3’$""# $ 引 言 集成电路工艺技术的发展8使得 P92管的特 征尺寸和电源电压不断 下 降A对 于 一 个 运 算 放 大 器;$%9:;#IbT#I*> @?bsbT @?*s* +$, ?>At>1+ B m, +", 图$ 简单的 9"9输入级 式中8?b和 ?*分别是 @P92管和 ?P92管的 跨导参数8sb和 s*分别是流经 @P92管和 ?P92 管的电流8一般的 9"9运算放大器要同时满足 ?b> C*Dsb>s*A可以看到8=JI在中间状态时8输入级跨导 约变化一倍8#IS变化将导致运算放大器增益D运算 第 &"卷第 $期 "##"年 "月 微 电 子 学 EFGHIJKJGLHIMFGN G><E&"8O $ PK’ QQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQQ E"##
第1期 唐长文等：与工艺无关的Rail-to-Rail CMOS运算放大器 47 放大器单位增益带宽都发生变化，这种变化使频率 记为Ipmax;当Vm接近Vpm时，NMOS管对通过的最 补偿变得困难。为使gr在共模输入电压从Vs到 大电流记为Iax。首先设计一个计算电路，计算出给 Vm变化时为一定值，需要设计特定的偏置电路来满 定输入级宽长比时Imax和Inmax的值，使得BoInmax= 足√1。+√1，为一定值。 B,Imax。然后，设计一个电流控制电路，当Vm在(Vm 我们发现，即使特定的工艺做到了gmr在整个 +Vs)/2附近时，使得√B1。+√B,L,为一固定值。 共模输入电压范围内为一定值，在仅改变工艺的情 况下，同样结构、同样参数的运算放大器，其性能就 )1.2sinmax 很可能变得面目全非了。因此，在集成电路工艺不断 改进的今天，设计不随工艺变化而变化的运算放大 器或其他模拟电路具有非常重要的意义。 本文从这个思路出发，设计了这样一种新型的 与工艺无关的R2R运算放大器输入级。它从(1)式 右边表达式的整体考虑，通过设计一种独特的控制 n同 电路，实现V从Vss到Vm变化时，√Bn十√B,l。 为一定值。因为它并不要求B。=B。,运算放大器的输 入级具有对工艺的自适应性。同时，这个R2R运算 图2最大电流计算电路 放大器采用了前馈AB类控制的输出级，以保证输 3.1电流计算电路 出级有大的动态输出范围和较强的驱动负载能力。 当Vm接近Vss时，NMOS管对不导通，In为O: 2Bn=B。常跨导输入级 PMOS管对完全导通，I。为Imx;输入级跨导为： gmr=√Bla+√R,lp=√R,lpx (5) 在设计常跨导的输入级时，大多数R2R运算放 当Vm接近Vm时，PMOS管对不导通，I。为0； 大器2.3幻都假设B。=B。,那么，(1)式可进一步改写 NMOS管对完全导通，I.为Inmx;输入级跨导为： 为： gar=√Bl.十√B,l,=√Rl。m (6) gmr=gm十gp=V√F(V1n+√1。)》 (3) 为保证Vm在Vs附近和Vpn附近时，(5)式与 -民=月=0受)=4.学 (4) (6)式相等，则必须，Imax=BnInmax。我们设定Ima 的值，通过图2所示的最大电流计算电路计算出I 可以看到，只有使√1，十√1。为常数，gr在 值。NMOS管M1和Mz的宽长比与输入管对MN1 Vm从Vs到Vm范围内才为一固定值。一倍电流镜 和MN2相同，PMOS管Ms和M:的宽长比与输入管 控制、三倍电流镜控制、平方根电流控制、电流开关 Mr1和Mr2相同。Ms与Mm、M6与Ms都是4：I电流 控制等R2R运算放大器[们输入级，就是根据上述原 镜，得到下式： 理实现的。同时，4和4是与工艺密切相关的，为了 VsGs十VGs2=VsGM+VGsB (7) 使B。=B。,对应于不同的工艺选用的宽长比是不同 的，所以，在一种工艺条件下调整好的电路（结构和 2Ls+V阳+N. 2l 参数)，在另外一种工艺条件下却不能正常工作。即 使是同一工艺，由于工艺自身的偏差，也会导致4 2L+Vm十√F (8) 和，偏差10%~30%。 NMOS管M2与M1的源极都连接到Vs,所 以，阈值电压V2与V可以近似认为是相同的；同 3Bn≠B,常跨导输入级 样，PMOS管Ms与M:的源极都连接到节点5，阌 值电压V与V也可以近似认为是相同的。故(8) B。=B,的假定导致了常跨导输入级对工艺的 式可进一步改写为： 依赖性。因此，我们摒弃B。=B。的假定，从√BIn十 2竖+ 2I 21 (9) √P,1,整体考虑，并参考了文献[6]中跨导控制电 路。当Vm接近Vs时，PMOS管对通过的最大电流 再由1B1 1B3= nmax/B= 41
放大器单位增益带宽都发生变化!这种变化使频率 补偿变得困难"为使 #$%在共模输入电压从 &’’到 &((变化时为一定值!需要设计特定的偏置电路来满 足 *)+, *)-为一定值" 我们发现!即使特定的工艺做到了 #$%在整个 共模输入电压范围内为一定值!在仅改变工艺的情 况下!同样结构.同样参数的运算放大器!其性能就 很可能变得面目全非了"因此!在集成电路工艺不断 改进的今天!设计不随工艺变化而变化的运算放大 器或其他模拟电路具有非常重要的意义" 本文从这个思路出发!设计了这样一种新型的 与工艺无关的 /0/运算放大器输入级"它从123式 右边表达式的整体考虑!通过设计一种独特的控制 电路!实现 &4$从 &’’到 &((变化时!*5+)+, *5-)- 为一定值"因为它并不要求 5+65-!运算放大器的输 入级具有对工艺的自适应性"同时!这个 /0/运算 放大器采用了前馈 78类控制的输出级!以保证输 出级有大的动态输出范围和较强的驱动负载能力" 0 5+65-常跨导输入级 在设计常跨导的输入级时!大多数 /0/运算放 大器90!:!;+?@A1 B+ C+ 36>-?@A1 B- C- 3 1;3 可 以 看 到!只 有 使 *)+, *)-为 常 数!#$%在 &4$从 &’’到 &((范围内才为一固定值"一倍电流镜 控制.三倍电流镜控制.平方根电流控制.电流开关 控制等 /0/运算放大器9D+和 >-是与工艺密切相关的!为了 使 5+65-!对应于不同的工艺选用的宽长比是不同 的!所以!在一种工艺条件下调整好的电路1结构和 参数3!在另外一种工艺条件下却不能正常工作"即 使是同一工艺!由于工艺自身的偏差!也会导致 >+ 和 >-偏差2EFG:EF" : 5+H5-常跨导输入级 5+65-的假定导致了常跨导输入级对工艺的 依赖性"因此!我们摒弃 5+65-的假定!从 *5+)+, *5-)-整体考虑!并参考了文献9I<中跨导控制电 路"当 &4$接近 &’’时!JKL’管对通过的最大电流 记为 )-$MAN当 &4$接近 &((时!OKL’管对通过的最 大电流记为 )+$MA"首先设计一个计算电路!计算出给 定输入级宽长比时 )-$MA和 )+$MA的值!使得 5+)+$MA6 5-)-$MA"然后!设计一个电流控制电路!当 &4$在1&(( ,&’’3P0附近时!使得 *5+)+, *5-Q-为一固定值" 图0 最大电流计算电路 RST 电流计算电路 当 &4$接 近 &’’时!OKL’管 对 不 导 通!)+为 EN JKL’管对完全导通!)-为 )-$MAN输入级跨导为= #$%6 *5+)+, *5-)-6 *5-)-$MA 1D3 当 &4$接近 &((时!JKL’管对不导通!)-为EN OKL’管对完全导通!)+为 )+$MAN输入级跨导为= #$%6 *5+)+, *5-)-6 *5+)+$MA 1I3 为 保证 &4$在 &’’附近和 &((附近时!1D3式与 1I3式相等!则必须 5-)-$MA65+)+$MA"我们设定 )+$MA 的值!通过图0所示的最大电流计算电路计算出 )-$MA 值"OKL’管 U82和 U80的宽长比与输入管对 UO2 和 UO0相同!JKL’管 U8:和 U8;的宽长比与输入管 UJ2和 UJ0相同"U8V与 U8W.U8I与 U8D都是;X2电流 镜!得到下式= &’Y8:,&Y’806&’Y8;,&Y’82 1W3 &%8:, 0)8: *5- ,&%80, 0)80 *5+ 6 &%8;, 0)8; *5- ,&%82, 0)82 *5+ 1V3 OKL’管 U80与 U82的源极都连 接 到 &’’!所 以!阈值电压 &%80与 &%82可以近似认为是相同的N同 样!JKL’管 U8:与 U8;的源极都连接到节点D!阈 值电压 &%8:与 &%8;也可以近似认为是相同的"故1V3 式可进一步改写为= 0)8: *5- , 0)80 *5+ 6 0)8; *5- , 0)82 *5+ 1Z3 再由 )826 2 ;)-$MA!)806)-$MA!)8:6 2 ;)+$MA!)8;6 第 2期 唐长文等=与工艺无关的 /M[\]^@]/M[\_KL’运算放大器 ;W
48 唐长文等：与工艺无关的Rail-to-Rail CMOS运算放大器 2002年 Imax,可得： Vr4也可以近似认为是相同的。故(12)式可以进一 PpIpmax=BnI nmax (10) 步改写为： 3.2电流控制电路 2I3 图3是一个电流控制电路，它通过对Mr,和M2 21u十NB=N3。 (13) PMOS管对电流的监测，控制通过M1和M2 再由IA=a(流过MA,管的电流)，I1=I.(流 NMOS管对的电流，从而达到常跨导的要求。 过M1管的电流)，IA4=In,IA3=Ip,(13)式两边都乘 以号√BR。,可得： V√BL+√Rla=WBln+√B,l。 (14) I。和Ia都是常数，(14)式等式左边是常数，等 式右边就是输入级的总跨导gar取1.=子1和。 图3电流控制电路 一宁，并且由(10)式可得： 前面所述的最大电流计算电路只计算出了一定 gmr=√Rl.+VB,l=V.l+√R,la= 的Inmax下的Imax值。为了做到Vm在Vss附近时 PMOS管对的最大电流是Imx和Vm在Vow附近时 NMOS管对的最大电流是Imax,需要采用一个电流 控制电路。在图3中，M和Mp组成的电流镜控制了 √R,lpm=√B.Inmax (15) 流过Mp管的最大电流，当Ms和Mr管都处于强反 综上所述，在P。≠条件下，我们实现了常跨导 型时，Mp管的电流I等于通过M管的电流Imx; 输入级。 当Mp管渐渐进入线性区，I。从Ipmx值逐渐减小。 MAs、MA和Mx管的宽长比一样，因此，流过MN管 4 前馈AB类控制的R2R输出级 的最大电流不会超过流过M管的电流，而流过 MA管的电流与MA,管是一样的，不会大于Inmx。 本文的重点在于设计与工艺无关的R2R输入 MA12、Ma1和MA2管是Mr、Mp1和Mp2管的一个 级，因此，输出级采用一般的折叠前馈式AB类结 复本，这样保证了流过M管的电流完全等于Ip。图 构2.]，如图4所示。M1和M2为输出管，Mc,和Mc12、 3实线部分是I。与I。转换的控制电路，它保证了当 Mcg和Mc1o为浮动电压源，Mc和Mc2、Mc和Mcs分 1,降为，时山增加到… 别是输入NMOS管对和PMOS管对的有源负载。 Mc,和Mc4、Mc,和Mcg分别是单管Cascode放大器。 MAg与MA1o是一个1：1电流镜，流过MA,和MA8 管的漏极电流相同，且M,和MAs宽长比相同，故 V,等于V8。这样，MA、MAB、MAg和MA1构成了一 个电压控制电路，确保节点6和节点7的电压恒相等。 MA1和MA,管的宽长比与输入管Mrm1和M2一样， MA3和M1管的宽长比与输入管MN1和MN2一样。从 图3中，可以得到下式： V6=VSGAI1+VGSBI =VSGM+VGSA3 =V7 (11) 211 2L+VT3十N√B. 23 (12) 与最大电流计算电路相类似，NMOS管MA3与 图4折叠前馈式AB类输出级 M1的源极都连接到Vs,阈值电压VTA3与V1可以 图4的AB类控制电路中包括两条回路，一条为 近似认为是相同的；同样，PMOS管MA1与MA,的 M1、Mc1、Mc14和Mc13,另一条为M2、Mc2,Mc1s和 源极分别连接到等电压节点6和7，阈值电压VT1与 Mc16,它们控制着输出管的静态电流I。为了补偿体
!"#$%&可得’ ()!)#$%*("!"#$% +,-. /01 电流控制电路 图2是一个电流控制电路&它通过对 34,和 345 4678管 对 电 流 的 监 测&控 制 通 过 39,和 395 9678管对的电流&从而达到常跨导的要求: 图2 电流控制电路 前面所述的最大电流计算电路只计算出了一定 的 !"#$%下 的 !)#$%值:为 了 做 到 ;?和 34组成的电流镜控制了 流过 34管的最大电流&当 3>?和 34管都处于强反 型时&34管的电流 !)等于通过 3>?管的电流 !)#$%@ 当 34 管渐渐进入线性区&!)从 !)#$%值逐渐减小: 3ABC3AD和 39 管的宽长比一样&因此&流过 39 管 的 最 大 电 流 不 会 超 过 流 过 3AD管 的 电 流&而 流 过 3AD管的电流与 3AE管是一样的&不会大于 !"#$%: 3A,5C3A,和 3A5管是 34C34,和 345管的一个 复本&这样保证了流过 3A2管的电流完全等于 !):图 2实线部分是 !)与 !"转换的控制电路&它保证了当 !)降为 , E!)#$%时&!"增加到 , E!"#$%: 3AF与 3A,-是一个,G,电流镜&流过 3AH和 3A? 管的漏极电流相同&且 3AH和 3A?宽长比相同&故 ;8IH等于 ;8I?:这样&3AHC3A?C3AF和 3A,-构成了一 个电压控制电路&确保节点B和节点H的电压恒相等: 3A,,和 3AE管的宽长比与输入管 34,和 345一样& 3A2和 3>,管的宽长比与输入管 39,和 395一样:从 图2中&可以得到下式’ ;B*;8IA,,J;I8>,*;8IAEJ;I8A2*;H +,,. ;KA,,J 5!A,, L() J;K>,J 5!>, L(" * ;KAEJ 5!AE L() J;KA2J 5!A2 L(" +,5. 与最大电流计算电路相类似&9678管 3A2与 3>,的源极都连接到 ;88&阈值电压 ;KA2与 ;K>,可以 近似认为是相同的@同样&4678管 3A,,与 3AE的 源极分别连接到等电压节点B和H&阈值电压 ;KA,,与 ;KAE也可以近似认为是相同的:故+,5.式可以进一 步改写为’ 5!A,, L() J 5!>, L(" * 5!AE L() J 5!A2 L(" +,2. 再由 !A,,*!M+流过 3A,,管的电流.&!>,*!,管的电流.&!AE*!"&!A2*!)&+,2.式两边都乘 以 , 5L("()&可得’ L("!类控制的 R5R输出级 本文的重点在于设计与工艺无关的 R5R输入 级&因此&输出级采用一般的折叠前馈式 A>类结 构S5&DT &如图E所示:3,和 35为输出管&3U,,和 3U,5C 3UF和 3U,-为浮动电压源&3U,和 3U5C3UD和 3UB分 别是输入 9678管对和 4678管对的有源负载: 3U2和 3UEC3UH和 3U?分别是单管 U$V类输出级 图E的 A>类控制电路中包括两条回路&一条为 3,C3U,,C3U,E和 3U,2&另 一 条 为 35C3U,5C3U,D和 3U,B&它们控制着输出管的静态电流 !Y:为了补偿体 E? 唐长文等’与工艺无关的 R$Z[\]W\R$Z[U678运算放大器 5--5年
第1期 唐长文等：与工艺无关的Rail-to-Rail CMOS运算放大器 49 效应，分别调节Mc11和Mc14、Mc12和Mc15,使它们分 tel工艺下进行模拟的，晶体管的宽长都考虑到与 别具有相同的Vcs,则M1和Mc13、M2和Mc1s也分别 0.62m无锡上华工艺兼容。因此在两种工艺条件 具有相同的VGs。因此，输出级的静态电流可以由下 下，电路结构和参数是完全一样的。整个电路如图6 式表示： 所示，负载为10k2电阻与10pF电容并联，电路的 W) 模拟性能列于表1。 1= L 、s=、6 (16) (T)s (is 表1模拟结果 AB类输出级的电流特性曲线如图5所示。 0.35um 0.6um 工艺 单 位 Alcatel工艺 无锡上华工艺 输入级跨导 7 14 % 误差 电源电压 2.4w4.5 2.44.5 V 静态功耗 2.5 1.2 mw 输出峰值电流 6.5 4.2 mA 输入失调电压 0.02 0.1 mV 等效输入噪声 140 64 nV/√Hz (f=100kHz) 共模电压 -0.6+Vs -0.7+Vss 输入范围 Vm+0.5 VDD+0.6 图5AB类输出级电流特性曲线 输出电压范围 Vs~Vm-0.08 Vss~VDD-0.05 V 为了提高单位增益带宽和相位余量，我们采用 直流增益 87.9±0.7 78.4±1.2 dB Cascoded Miller补偿技术[]。在补偿的过程中，权衡 单位增益带宽 14±0.8 9.0±0.5 MHz 单位增益带宽和相位余量使补偿电容尽量减小。最 相位裕度 67±3 75±1 后结果表明，Cascoded Miller补偿技术能够提高带 THD(单位 宽2倍左右。 增益反馈 2.758e-02 6.853e-03 % f=1 kHz,1 V) 5 不同工艺条件下的电路实现 转换速率 37.5 12.5 V/μs 建立时间 89 150 ns 整个R2R运算放大器首先是在0.35 m Alca- (0.1%,1V) 图6与工艺无关的R2R运算放大器电路 在两种不同的工艺下，我们分别比较了输入级 其中，(a)是在Alcatel0.35um工艺下模拟的结果， 跨导和幅频特性，其仿真波形分别如图7和图8所示， (b)是在无锡上华0.6m工艺下模拟的结果
效应!分别调节 "#$$和 "#$%&"#$’和 "#$(!使它们分 别具有相同的 )*+!则 "$和 "#$,&"’和 "#$-也分别 具有相同的 )*+.因此!输出级的静态电流可以由下 式表示/ 012 3 4 56$ 3 4 56$, 0$,2 3 4 56’ 3 4 56$- 0$- 3$-6 78类输出级的电流特性曲线如图(所示. 图( 78类输出级电流特性曲线 为了提高单位增益带宽和相位余量!我们采用 #9:;=?@AA>B补偿技术C’D .在补偿的过程中!权衡 单位增益带宽和相位余量使补偿电容尽量减小.最 后结果表明!#9:;=?@AA>B补偿技术能够提高带 宽’倍左右. ( 不同工艺条件下的电路实现 整个 E’E运算放大器首先是在FG,(HI 7A;9J K>A工艺下进行模拟的!晶体管的宽长都考虑到与 FG-HI 无锡上华工艺兼容.因此在两种工艺条件 下!电路结构和参数是完全一样的.整个电路如图- 所示!负载为$FLM电阻与$FNO电容并联!电路的 模拟性能列于表$. 表P 模拟结果 工艺 FG,(HI 7A;9K>A工艺 FG-HI 无锡上华工艺 单 位 输入级跨导 误差 Q $% R 电源电压 ’G%S%G( ’G%S%G( T 静态功耗 ’G( $G’ IU 输出峰值电流 -G( %G’ I7 输入失调电压 FGF’ FG$ IT 等效输入噪声 3V2$FFLWX6 $%F -% YT[ZWX 共模电压 输入范围 \FG-])++S )^^]FG( \FGQ])++S )^^]FGT 输出电压范围 )++S)^^\FGF_ )++S)^^\FGF( T 直流增益 _QG‘aFGQ Q_G%a$G’ =8 单位增益带宽 $%aFG_ ‘GFaFG( ?WX 相位裕度 -Qa, Q(a$ b cW^3单位 增益反馈 V2$LWX!$T6 ’GQ(_>JF’ -G_(,>JF, R 转换速率 ,QG( $’G( T[H: 建立时间 3FG$R!$T6 _‘ $(F Y: 图- 与工艺无关的 E’E运算放大器电路 在两种不同的工艺下!我们分别比较了输入级 跨导和幅频特性!其仿真波形分别如图Q和图_所示! 其中!396是在 7A;9K>AFG,(HI 工艺下模拟的结果! 3d6是在无锡上华FG-HI工艺下模拟的结果. 第 $期 唐长文等/与工艺无关的 E9@AJK<JE9@A#?e+运算放大器 %‘
50 唐长文等：与工艺无关的Rail-to-Rail CMOS运算放大器 2002年 120u 前馈AB类控制的rail-to-rail输出级来保证输出级 100 有大的动态输出范围和较强的驱动负载的能力。在 电源电压为2.7V时，整个运算放大器在0.35m Alcatel工艺和0.6m无锡上华工艺下模拟，其输 20 入级跨导偏差分别为7%和14%，直流增益单位分别 0 400m800n112141.61822224262w 为87.9dB和78.4dB,增益带宽分别为14MHz和9 a) Vollagesl linyV MHz,相位余量为67度和75度。 60 参考文献： [1]李联.MOS运算放大器一原理、设计及运用[M]. 20 上海：复旦大学出版社，1988. [2]Hogervorst R,Tero J P,Eschauzier R G H,et al.A 400加800m121.41.618222242628 compact power-efficient 3V CMOS rail-to-rail input/ b Voltages(linyV output operational amplifier for VLSI cell libraries [J].IEEE J Sol Sta Cire,1994:29(12):1505-1512. 图7输入级跨导曲线图 [3]Hogervorst R.Tero J P.Huijsing J H.Compact CMOS constant-gm rail-to-rail input stage with gm- 150 control by an electronic Zener diode[J].IEEE J Sol Sta Cire,1996:31(7):1035-1040. [4]Langen K J.Huijsing J H.Compact low-voltage pow- er-efficient operational amplifier cells for VLSI [J]. 1 EEE J Sol Sta Cire,.1998:33(10):1482-1496. 130 [5]Hogervorst R,Huijsing J H.Design of low-voltage low-power operational amplifier cells [M].Kluwer Academic Publishers,Netherlands. [6]Sakurai S,Ismail M.Robust design of rail-to-rail CMOS operational amplifiers for a low power supply voltage [J].IEEE J Sol Sta Circ,1996:31(2):146- 156. 幻1og14 作者简介：唐长文(1977一)，男 (汉族)，江西临川人，硕士研究生， 图8幅颊特性曲线图 1999年毕业于复旦大学电子工程系 电子学与信息系统专业，主要研究 领域有：数字专用集成电路和模拟 6总结 单元电路实现、数字信号处理系统 本文设计了一种与工艺无关的R2R运算放大 设计、数字信号算法FPGA结构实 现等，目前正在研究单片多制式数字视频编码器系 器，它采用了一种新型的与工艺无关的恒跨导R2R 输入级结构，其输入级的P管对和N管对的宽长比 统。 不需匹配特定的工艺。同时，此运算放大器还采用了
图! 输入级跨导曲线图 图" 幅频特性曲线图 # 总 结 本文设计了一种与工艺无关的 $%$运算放大 器&它采用了一种新型的与工艺无关的恒跨导 $%$ 输入级结构&其输入级的 ’管对和 (管对的宽长比 不需匹配特定的工艺)同时&此运算放大器还采用了 前馈 *+类控制的 ,-./0120,-./输出级来保证输出级 有大的动态输出范围和较强的驱动负载的能力)在 电源电压为%3!4 时&整个运算放大器在536789 */:-1;/工艺和 53#89无锡上华工艺下模拟&其输 入级跨导偏差分别为!@+&增益带宽分别为=>ABC和? ABC&相位余量为#!度和!7度) 参 考 文 献D E=F 李联GAHI运算放大器JJ 原理K设计及运用EAFG 上海D复旦大学出版社&=?""G E%F B2L;,M2,N1$&O;,2P’&QN:R-SC.;,$ T B&;1-/G* :29U-:1U2V;,0;WW.:.;X164 YAHI,-./0120,-./.XUS1Z 2S1US12U;,-1.2X-/-9U/.W.;,W2,4[I\:;///.],-,.;N EPFG\QQQPI2/I1-Y.,:&=??>^%?_=%‘D=7570=7=%G E6F B2L;,M2,N1$&O;,2P’&BS.aN.XLPBGY29U-:1 YAHI:2XN1-X10b9 ,-./0120,-./.XUS1N1-L;V.1Rb90 :2X1,2/]c-X;/;:1,2X.:d;X;,@.2@;EPFG\QQQPI2/ I1-Y.,:&=??#^6=_!‘D=5670=5>5G E>F [-XL;Xe P&BS.aN.XLPBGY29U-:1/2V0M2/1-L;U2V0 ;,0;WW.:.;X12U;,-1.2X-/-9U/.W.;,:;//NW2,4[I\EPFG \QQQPI2/I1-Y.,:&=??"^66_=5‘D=>"%0=>?#G E7F B2L;,M2,N1$&BS.aN.XLPBGf;N.LX2W/2V0M2/1-L; /2V0U2V;,2U;,-1.2X-/-9U/.W.;,:;//NEAFGe/SV;, *:-@;9.:’S]/.NR;,N&(;1R;,/-X@NG E#F I-gS,-.I&\N9-./AG$2]SN1@;N.LX 2W,-./0120,-./ YAHI2U;,-1.2X-/-9U/.W.;,NW2,-/2V U2V;,NSUU/c M2/1-L;EPFG\QQQPI2/I1-Y.,:&=??#^6=_%‘D=>#0 =7#G 作者 简 介D 唐 长 文 _=?!!J‘&男 _汉族‘&江西临川人&硕士研究生& =???年毕业于复旦大学电子工程系 电子学与信息系统专业&主要研究 领域有D数字专用集成电路和模拟 单元电路实现K数字信号处理系统 设计K数字信号算法 h’T*结构实 现等&目前正在研究单片多制式数字视频编码器系 统) 75 唐长文等D与工艺无关的 $-./0120$-./YAHI运算放大器 %55%年