第27卷第11期 半导体学报 Vol.27 No.11 2006年11月 CHINESE JOURNAL OF SEMICONDUCTORS Nov.,2006 一种用于电视调谐器的宽带CMOS 低噪声放大器设计* 廖友春唐长文闵昊 (复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室，上海201203) 摘要：介绍了一种宽带CMOS低噪声放大器设计方法，采用噪声抵消技术消除输入MOS管的噪声贡献.芯片采用 TSMC0.25um1P5 M RF CMOS工艺实现.测试结果表明：在50~860MHz工作频率内，电压增益约为13.4dB;噪 声系数在2.4~3.5dB之间；增益1dB压缩点为-6.7dBm:输入参考三阶交调点为3.3dBm.在2.5V直流电压下 测得的功耗约为30mW. 关键词：宽带低噪声放大器；噪声系数；线性度；噪声抵消 EEACC:1205:1220:6420D 中图分类号：TN4 文献标识码：A 文章编号：0253-4177(2006)11-2029-06 低噪声放大器，该电路采用噪声抵消技术消除输入 1引言 MOS管的噪声贡献，在整个工作频率范围内达到了 电压增益、阻抗匹配、噪声系数和线性度等性能指标 目前各种窄带CMOS射频单元电路和系统都 的要求.该电路不需要采用片上电感，大大减小了芯 得到了深入的研究和广泛的应用.随着CMOS技术 片面积. 的持续进步和应用范围的不断扩展，宽带射频收发 机的单元电路和系统的研究也得到了越来越多的关 2射频电视调谐器系统对低噪声放大 注.例如，可用于接收数百个数字电视频道（带宽范 器的要求 围50~860MHz)的宽带射频电视调谐器(TV tun- er),不仅能够取代由分离器件组成的传统电视调谐 图1是一种射频电视调谐器的全集成解决方 器，而且能够应用于手机、PDA、笔记本电脑等各种 案[3.天线接收到的射频信号经过带通滤波器 移动终端，有着广泛的应用前景.但是，信号带宽的 (BPF)滤波得到50~860MHz的有效信号以后，首 增加使得宽带射频系统和电路设计面临着许多新的 先通过宽带低噪声放大器进行放大，然后经过两次 挑战，需要研究新的电路结构以满足在整个工作频 变频过程将所需的频道搬移到中频40MHz附近. 率范围内所有性能指标都达到系统要求. 自动增益控制(AGC)放大器调整中频信号的幅度， 低噪声放大器作为射频接收机的第一个有源模 模数转换器(ADC)将模拟信号转换为数字信号，最 块，对系统的性能好坏起着十分重要的作用].目前 后由数字基带进行信号处理.该方案中的两次变频 国内外对CMOS低噪声放大器的研究主要针对窄 技术可以有效抑制镜像信号的干扰，同时还可以减 带应用，采用的大都是带源极电感负反馈的共源-共 小本机振荡器的调谐范围，进而降低了集成压控振 栅电路结构2，片上螺旋电感和输入MOS管栅-源 荡器的设计要求. 寄生电容谐振在所需要的工作频率，从而得到较好 低噪声放大器性能参数的好坏决定整个电视调 的阻抗匹配特性和较低的噪声系数.但是该结构的 谐器系统的性能水平.衡量低噪声放大器的主要性 缺点在于：一方面，电路只能工作在一个特定的频率 能指标包括电压增益、阻抗匹配特性、噪声系数和线 点，且器件的寄生参数随着频率会发生很大的变化， 性度等.其中电压增益决定了输出信号幅度的强弱， 因此不适用于宽带应用场合；另一方面，片上电感的 阻抗匹配特性保证了信号的有效传输和系统的稳定 采用使得芯片面积很大，增加了芯片成本. 性，噪声系数决定了系统信噪比(SNR)的恶化程度， 本文针对电视调谐器应用要求设计了一种宽带 线性度决定了信号的失真大小.由于人眼对视频图 上海市科学技术委员会（批准号：037062019）和上海应用材料研究与发展基金（批准号：0425）资助项目 t通信作者.Email:zwtang@fudan,cdu.cn 2006-05-22收到 ©2006中国电子学会
第２７卷 第１１期 ２００６年１１月 半 导 体 学 报 犆犎犐犖犈犛犈犑犗犝犚犖犃犔犗犉犛犈犕犐犆犗犖犇犝犆犜犗犚犛 犞狅犾．２７ 犖狅．１１ 犖狅狏．，２００６ 上海市科学技术委员会（批准号：０３７０６２０１９）和上海应用材料研究与发展基金（批准号：０４２５）资助项目 通信作者．犈犿犪犻犾：狕狑狋犪狀犵＠犳狌犱犪狀．犲犱狌．犮狀 ２００６０５２２收到 ２００６ 中国电子学会 一种用于电视调谐器的宽带犆犕犗犛 低噪声放大器设计 廖友春 唐长文 闵 昊 （复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室，上海 ２０１２０３） 摘要：介绍了一种宽带犆犕犗犛低噪声放大器设计方法，采用噪声抵消技术消除输入 犕犗犛管的噪声贡献．芯片采用 犜犛犕犆０２５μ犿１犘５犕 犚犉犆犕犗犛工艺实现．测试结果表明：在５０～８６０犕犎狕工作频率内，电压增益约为１３４犱犅；噪 声系数在２４～３５犱犅之间；增益１犱犅压缩点为－６７犱犅犿；输入参考三阶交调点为３３犱犅犿．在２５犞 直流电压下 测得的功耗约为３０犿犠． 关键词：宽带低噪声放大器；噪声系数；线性度；噪声抵消 犈犈犃犆犆：１２０５；１２２０；６４２０犇 中图分类号：犜犖４ 文献标识码：犃 文章编号：０２５３４１７７（２００６）１１２０２９０６ １ 引言 目前各种窄带 犆犕犗犛射频单元电路和系统都 得到了深入的研究和广泛的应用．随着 犆犕犗犛技术 的持续进步和应用范围的不断扩展，宽带射频收发 机的单元电路和系统的研究也得到了越来越多的关 注．例如，可用于接收数百个数字电视频道（带宽范 围５０～８６０犕犎狕）的宽带射频电视调谐器（犜犞狋狌狀 犲狉），不仅能够取代由分离器件组成的传统电视调谐 器，而且能够应用于手机、犘犇犃、笔记本电脑等各种 移动终端，有着广泛的应用前景．但是，信号带宽的 增加使得宽带射频系统和电路设计面临着许多新的 挑战，需要研究新的电路结构以满足在整个工作频 率范围内所有性能指标都达到系统要求． 低噪声放大器作为射频接收机的第一个有源模 块，对系统的性能好坏起着十分重要的作用［１］ ．目前 国内外对 犆犕犗犛低噪声放大器的研究主要针对窄 带应用，采用的大都是带源极电感负反馈的共源共 栅电路结构［２］，片上螺旋电感和输入 犕犗犛管栅源 寄生电容谐振在所需要的工作频率，从而得到较好 的阻抗匹配特性和较低的噪声系数．但是该结构的 缺点在于：一方面，电路只能工作在一个特定的频率 点，且器件的寄生参数随着频率会发生很大的变化， 因此不适用于宽带应用场合；另一方面，片上电感的 采用使得芯片面积很大，增加了芯片成本． 本文针对电视调谐器应用要求设计了一种宽带 低噪声放大器，该电路采用噪声抵消技术消除输入 犕犗犛管的噪声贡献，在整个工作频率范围内达到了 电压增益、阻抗匹配、噪声系数和线性度等性能指标 的要求．该电路不需要采用片上电感，大大减小了芯 片面积． ２ 射频电视调谐器系统对低噪声放大 器的要求 图１是一种射频电视调谐器的全集成解决方 案［３］ ．天 线 接 收 到 的 射 频 信 号 经 过 带 通 滤 波 器 （犅犘犉）滤波得到５０～８６０犕犎狕的有效信号以后，首 先通过宽带低噪声放大器进行放大，然后经过两次 变频过程将所需的频道搬移到中频４０犕犎狕附近． 自动增益控制（犃犌犆）放大器调整中频信号的幅度， 模数转换器（犃犇犆）将模拟信号转换为数字信号，最 后由数字基带进行信号处理．该方案中的两次变频 技术可以有效抑制镜像信号的干扰，同时还可以减 小本机振荡器的调谐范围，进而降低了集成压控振 荡器的设计要求． 低噪声放大器性能参数的好坏决定整个电视调 谐器系统的性能水平．衡量低噪声放大器的主要性 能指标包括电压增益、阻抗匹配特性、噪声系数和线 性度等．其中电压增益决定了输出信号幅度的强弱， 阻抗匹配特性保证了信号的有效传输和系统的稳定 性，噪声系数决定了系统信噪比（犛犖犚）的恶化程度， 线性度决定了信号的失真大小．由于人眼对视频图
2030 半导体学报 第27卷 低噪声。 上变频 抑制镜像 下变频 射频前端， 基带处理 W天线 放大器 混频器 滤波器 混频器 NA 带通泷波器 本文研 50-860MHz 第二级正抗遗混自动增拉 十位棋数 究对象 交振荡器低通滤波器放大器 转换器 处理 第一级 可变 振荡器 锁相环 图1两次变频射频电视调谐器架构 Fig.I Architecture of double-conversion TV tuner 像的分辨率非常敏感，要得到高清晰的电视图像需 Vn.A =-in.MI Rs (3) 要系统的信噪比很高，这样就对低噪声放大器提出 输入信号源y:在A点产生信号电压VA,经过 了非常苛刻的性能要求.因此，前端宽带低噪声放大 M1管和电阻R:组成的共源放大电路放大后，在B 器的设计是该系统能否实现的难点和关键.图1中 点得到信号电压VB·通过交流小信号电路分析可 的射频电视调谐器系统，要求在50~860MHz工作 以得到 频率内，低噪声放大器具有良好的输入输出阻抗匹 Vs.B =(1-gM RF)V..A (4) 配特性，最大增益(S21)在12dB以上，噪声系数 可见，A点和B点的信号电压相位相反，而噪 (NF)不高于4dB,输入参考三阶交调点(IIP3)大于 声电压相位相同.通过一个电压增益为-Av的辅 3dBm. 助放大器将A点的电压放大到C点，调整-Av的 大小可以使得B点和C点噪声电压幅值相同而相 3噪声抵消原理和电路实现 位相反.再将B点和C点的电压相加，则在输出端 噪声电压被完全抵消，而信号电压由于相位相同得 3.1噪声抵消原理 到增强. 图3中的nMOS管M2和M3可实现放大电路 对于图2中带反馈的共源放大电路4可，输入 -Av和信号相加的功能.M2管起共源放大作用： MOS管M1是最主要的噪声源.其漏源噪声电流可 M3管是M2管的有源负载，同时起源极跟随器的 以表示为 作用，将B点的信号传输到输出端；RL为502负载 m=4kTY8如 (1) 阻抗. 其中y为MOS管噪声系数：g如为M1管的跨导. M2 图3电路实现 Fig.3 Circuit implementation 图2噪声抵消技术 Fig.2 Noise-canceling technique 假设M1,M2和M3的输出电阻r。均为无穷 大，通过小信号电路分析可以得到电路的输入阻抗 假设ia,M方向由漏到源，当in,M流过电阻R 和输出阻抗分别为 和Rs所组成的串联回路时，在B点和A点分别产 R:≈1/gm (5) 生噪声电压Vm,B和VA R。≈1/gMs (6) Va.B =-in.MI(Rs RF) (2)
半 导 体 学 报 第２７卷 图１ 两次变频射频电视调谐器架构 犉犻犵．１ 犃狉犮犺犻狋犲犮狋狌狉犲狅犳犱狅狌犫犾犲犮狅狀狏犲狉狊犻狅狀犜犞狋狌狀犲狉 像的分辨率非常敏感，要得到高清晰的电视图像需 要系统的信噪比很高，这样就对低噪声放大器提出 了非常苛刻的性能要求．因此，前端宽带低噪声放大 器的设计是该系统能否实现的难点和关键．图１中 的射频电视调谐器系统，要求在５０～８６０犕犎狕工作 频率内，低噪声放大器具有良好的输入输出阻抗匹 配特性，最 大 增 益 （犛２１ ）在 １２犱犅 以 上，噪 声 系 数 （犖犉）不高于４犱犅，输入参考三阶交调点（犐犐犘３）大于 ３犱犅犿． ３ 噪声抵消原理和电路实现 ３．１ 噪声抵消原理 对于图２中带反馈的共源放大电路［４，５］，输入 犕犗犛管 犕１是最主要的噪声源．其漏源噪声电流可 以表示为 犻２ 狀，犕１ ＝４犽犜γ犵犕１ （１） 其中 γ为 犕犗犛管噪声系数；犵犕１为 犕１管的跨导． 图２ 噪声抵消技术 犉犻犵．２ 犖狅犻狊犲犮犪狀犮犲犾犻狀犵狋犲犮犺狀犻狇狌犲 假设犻狀，犕１方向由漏到源，当犻狀，犕１ 流过电阻 犚犉 和 犚犛 所组成的串联回路时，在 犅 点和 犃 点分别产 生噪声电压狏狀，犅和狏狀，犃 狏狀，犅 ＝－犻狀，犕１（犚犛 ＋犚犉） （２） 狏狀，犃 ＝－犻狀，犕１犚犛 （３） 输入信号源狏犻 在 犃 点产生信号电压狏狊，犃，经过 犕１管和电阻 犚犉 组成的共源放大电路放大后，在 犅 点得到信号电压 狏狊，犅．通过交流小信号电路分析可 以得到 狏狊，犅 ＝ （１－犵犕１犚犉）狏狊，犃 （４） 可见，犃 点和 犅 点的信号电压相位相反，而噪 声电压相位相同．通过一个电压增益为－犃犞 的辅 助放大器将 犃 点的电压放大到 犆 点，调整－犃犞 的 大小可以使得 犅 点和 犆 点噪声电压幅值相同而相 位相反．再将 犅 点和 犆 点的电压相加，则在输出端 噪声电压被完全抵消，而信号电压由于相位相同得 到增强． 图３中的狀犕犗犛管 犕２和 犕３可实现放大电路 －犃犞 和信号相加的功能．犕２管起共源放大作用； 犕３管是 犕２管的有源负载，同时起源极跟随器的 作用，将 犅点的信号传输到输出端；犚犔 为５０Ω 负载 阻抗． 图３ 电路实现 犉犻犵．３ 犆犻狉犮狌犻狋犻犿狆犾犲犿犲狀狋犪狋犻狅狀 假设 犕１，犕２和 犕３的输出电阻狉狅 均为无穷 大，通过小信号电路分析可以得到电路的输入阻抗 和输出阻抗分别为 犚犻 ≈１／犵犕１ （５） 犚狅 ≈１／犵犕３ （６） ２０３０
第11期 塞友春等：一种用于电视调谐器的宽带CMOS低噪声放大器设计 2031 其中gs为M3管的跨导.当电路满足50n阻抗 该噪声电流分别作用于A点和B点，流入B点 匹配条件时(Rs=R:=502,R。=R:=502),有 的噪声电流与M1管的漏源噪声电流类似，在噪声 8MI gM3 =1/Rs (7) 抵消条件下可以被完全抵消，因此只需考虑流入A 若M2管的跨导为gg,则辅助放大器的电压增益 点的噪声电流作用.该电流通过Rs到地，在A点产 为 生的噪声电压功率为 -Av=-g(RL‖1/gMs）=-geRs/2(8) ,RA=,RRξ=4kTRξ/RE (18) 忽略M3管的衬偏效应，可以计算得到源极跟随器 因此，R:在输出端贡献的噪声电压功率为 M3管的电压增益为 Avs 8Ms RL/(1+gMs RL)=1/2 (9) Va.RE Va.ReAAVE =4kTRE (19) 这样，M1管的噪声电流在输出端贡献的噪声电压 (3)MOS管M2和M3的噪声贡献 为 MOS管M2和M3的噪声电流直接贡献在输 出端，与输出端的等效阻抗相乘即可得到相应的噪 Vao=VA(-Av）+Vn.B A v3 =-in.MI[Rs(-8M2 Rs/2)+(RE Rs)/2] 声电压.而输出端到地的等效阻抗R。=R,‖1/ gs=Rs/2,因此M2和M3两管在输出端贡献的噪 (10) 声电压功率为 要使输出噪声电压为0，即'。=0，则有 8M2 =(1+RF/Rs)/Rs (11) vi.M2.MS =4kTy(gM2 gM)(R)2 称(11)式为“噪声抵消条件”.在满足噪声抵消条件 kTy(gM2 +gMs)Rs (20) 时，(8)式可表示为 将(7)和(11)式代入(20)式，可得 -Av=-(1+Rr/Rs)/2 (12) Vi.ME.M kTy[(1+Rr/Rs)/Rs+1/Rs]R 输出端的信号电压为 kTy(2Rs RE) (21) Vs.o=vs.A(-Av)V:.BAvs (4)电阻R,的噪声贡献 =-V.A[(1+R/Rs)/2-(1-gmRE)/2] 电阻R,在输出端贡献的噪声电压功率为 =-Vs.ARE/Rs (13) va.R=4kTRL (22) 因此电路总电压增益为 将(16)，(19)，(21)，(22)以及(14)式代入(15)式，可 AVE Vs.0/Vs.A =-RF/Rs (14) 以得到在满足阻抗匹配和噪声抵消条件情况下电路 3.2噪声系数计算 的噪声系数为 NF =1+R:+y(2Rs Rr)/4+R 计算噪声系数时，可以先分别计算出电路中每 (RE/Rs)2Rs 个独立噪声源在输出端的噪声电压贡献，然后根据 这些噪声源的无关性，将它们直接相加得到输出端 =1+是+子×(+() 总的噪声电压功率，再等效到输入端从而得到电路 (23) 总的噪声系数四.图3电路的噪声系数可以表示为 由(14)和(23)式可以看到，反馈电阻Rr与电 压增益成正比，与噪声系数成反比.只要R的取值 NF= Vao.to AVE X 4kTRs 足够大就可以得到很大的电压增益和很小的噪声系 =1+ ++地a+成（15) 数.但是，如果R,取值很大，g也必须设计很大以 AVE X 4kTRs 满足(11)式的噪声抵消条件，这样会导致电路功耗 过大.因此实际电路设计时必须考虑功耗和噪声系 其中vMm,v.RF,ve.s和V.RL分别表示M1管， 数的权衡关系，选取适当的R值. 电阻Rr,M2和M3管以及电阻RL在输出端贡献 的噪声电压功率. 3.3电路实现 (1)MOS管M1的噪声贡献 图4是具体电路实现.输入级采用nMOS和 (10)式即为MOS管M1在输出端的噪声电压 pMOS互补管形式，pMOS管M1B的作用是通过电 分量.在满足噪声抵消条件(11)式的情况下，M1管 的噪声被完全抵消，因此 流复用技术增加输入级的跨导，从而降低电路功耗. 第一级和第二级之间采用交流耦合，设计时R2取 =0 (16) 值较大，这样既能保证第一级信号有效传输到第二 (2)电阻R,的噪声贡献 级，又能提供足够大的交流阻抗以保证第一级的电 电阻R。的噪声电流可以表示为 压增益不受影响.Cascode管M2B用于提高电路的 云RF=4kT/RE (17) 反向隔离(S1z)性能.pMOS管M4和M5组成的电
第１１期 廖友春等： 一种用于电视调谐器的宽带 犆犕犗犛低噪声放大器设计 其中 犵犕３ 为 犕３管的跨导．当电路满足５０Ω 阻抗 匹配条件时（犚犛＝犚犻＝５０Ω，犚狅＝犚犔＝５０Ω），有 犵犕１ ＝犵犕３ ＝１／犚犛 （７） 若 犕２管的跨导为犵犕２，则辅助放大器的电压增益 为 －犃犞 ＝－犵犕２（犚犔‖１／犵犕３）＝－犵犕２犚犛／２ （８） 忽略 犕３管的衬偏效应，可以计算得到源极跟随器 犕３管的电压增益为 犃犞３ ＝犵犕３犚犔／（１＋犵犕３犚犔）＝１／２ （９） 这样，犕１管的噪声电流在输出端贡献的噪声电压 为 狏狀，狅 ＝狏狀，犃（－犃犞）＋狏狀，犅犃犞３ ＝－犻狀，犕１［犚犛（－犵犕２犚犛／２）＋ （犚犉 ＋犚犛）／２］ （１０） 要使输出噪声电压为０，即狏狀，狅＝０，则有 犵犕２ ＝ （１＋犚犉／犚犛）／犚犛 （１１） 称（１１）式为“噪声抵消条件”．在满足噪声抵消条件 时，（８）式可表示为 －犃犞 ＝－ （１＋犚犉／犚犛）／２ （１２） 输出端的信号电压为 狏狊，狅 ＝狏狊，犃（－犃犞）＋狏狊，犅犃犞３ ＝－狏狊，犃［（１＋犚犉／犚犛）／２－ （１－犵犕１犚犉）／２］ ＝－狏狊，犃犚犉／犚犛 （１３） 因此电路总电压增益为 犃犞犉 ＝狏狊，狅／狏狊，犃 ＝－犚犉／犚犛 （１４） ３．２ 噪声系数计算 计算噪声系数时，可以先分别计算出电路中每 个独立噪声源在输出端的噪声电压贡献，然后根据 这些噪声源的无关性，将它们直接相加得到输出端 总的噪声电压功率，再等效到输入端从而得到电路 总的噪声系数［１］ ．图３电路的噪声系数可以表示为 犖犉＝ 狏２ 狀，狅，狋狅狋犪犾 犃２ 犞犉 ×４犽犜犚犛 ＝１＋ 狏２ 狀，犕１ ＋狏２ 狀，犚犉 ＋狏２ 狀，犕２，犕３ ＋狏２ 狀，犚犔 犃２ 犞犉 ×４犽犜犚犛 （１５） 其中 狏２ 狀，犕１，狏２ 狀，犚犉，狏２ 狀，犕２，犕３和狏２ 狀，犚犔分别表示 犕１管， 电阻 犚犉，犕２和 犕３管以及电阻 犚犔 在输出端贡献 的噪声电压功率． （１）犕犗犛管 犕１的噪声贡献 （１０）式即为 犕犗犛管 犕１在输出端的噪声电压 分量．在满足噪声抵消条件（１１）式的情况下，犕１管 的噪声被完全抵消，因此 狏２ 狀，犕１ ＝０ （１６） （２）电阻 犚犉 的噪声贡献 电阻 犚犉 的噪声电流可以表示为 犻２ 狀，犚犉 ＝４犽犜／犚犉 （１７） 该噪声电流分别作用于 犃 点和犅点，流入犅点 的噪声电流与 犕１管的漏源噪声电流类似，在噪声 抵消条件下可以被完全抵消，因此只需考虑流入 犃 点的噪声电流作用．该电流通过 犚犛 到地，在 犃 点产 生的噪声电压功率为 狏２ 狀，犚犉，犃 ＝犻２ 狀，犚犉犚２ 犛 ＝４犽犜犚２ 犛／犚犉 （１８） 因此，犚犉 在输出端贡献的噪声电压功率为 狏２ 狀，犚犉 ＝狏２ 狀，犚犉，犃犃２ 犞犉 ＝４犽犜犚犉 （１９） （３）犕犗犛管 犕２和 犕３的噪声贡献 犕犗犛管 犕２和 犕３的噪声电流直接贡献在输 出端，与输出端的等效阻抗相乘即可得到相应的噪 声电压．而输出端到地的等效阻抗 犚 狅 ＝犚犔 ‖１／ 犵犕３＝犚犛／２，因此 犕２和 犕３两管在输出端贡献的噪 声电压功率为 狏２ 狀，犕２，犕３ ＝４犽犜γ（犵犕２ ＋犵犕３）（犚 狅 ）２ ＝犽犜γ（犵犕２ ＋犵犕３）犚２ 犛 （２０） 将（７）和（１１）式代入（２０）式，可得 狏２ 狀，犕２，犕３ ＝犽犜γ［（１＋犚犉／犚犛）／犚犛 ＋１／犚犛］犚２ 犛 ＝犽犜γ（２犚犛 ＋犚犉） （２１） （４）电阻 犚犔 的噪声贡献 电阻 犚犔 在输出端贡献的噪声电压功率为 狏２ 狀，犚犔 ＝４犽犜犚犔 （２２） 将（１６），（１９），（２１），（２２）以及（１４）式代入（１５）式，可 以得到在满足阻抗匹配和噪声抵消条件情况下电路 的噪声系数为 犖犉＝１＋犚犉 ＋γ（２犚犛 ＋犚犉）／４＋犚犔 （犚犉／犚犛）２犚犛 ＝１＋犚犛 犚犉 ＋γ ４ ×犚犛 犚犉 ２犚犛 犚犉 （ ＋１）＋ 犚犛 （犚犉 ） ２ （２３） 由（１４）和（２３）式可以看到，反馈电阻 犚犉 与电 压增益成正比，与噪声系数成反比．只要 犚犉 的取值 足够大就可以得到很大的电压增益和很小的噪声系 数．但是，如果 犚犉 取值很大，犵犕２也必须设计很大以 满足（１１）式的噪声抵消条件，这样会导致电路功耗 过大．因此实际电路设计时必须考虑功耗和噪声系 数的权衡关系，选取适当的 犚犉 值． ３．３ 电路实现 图４ 是 具 体 电 路 实 现．输 入 级 采 用 狀犕犗犛 和 狆犕犗犛互补管形式，狆犕犗犛管 犕１犅的作用是通过电 流复用技术增加输入级的跨导，从而降低电路功耗． 第一级和第二级之间采用交流耦合，设计时 犚２ 取 值较大，这样既能保证第一级信号有效传输到第二 级，又能提供足够大的交流阻抗以保证第一级的电 压增益不受影响．犆犪狊犮狅犱犲管 犕２犅用于提高电路的 反向隔离（犛１２）性能．狆犕犗犛管 犕４和 犕５组成的电 ２０３１
2032 半导体学报 第27卷 流镜为输入级提供直流偏置电流，电容C1是M1B 减小寄生电感的影响.图5为键合后的芯片照片.图 管的源极交流旁路电容，可以减小电源电压抖动对 6是测试用的PCB板照片，RF信号输入和输出采 电路增益和输入阻抗的影响，同时还能有效滤除直 用502匹配的微带线连接，片外隔直电容C:和C。 流偏置电路引入的噪声.M6~M8支路为M2B管 取值均为1nF.在2.5V直流电源供电情况下，芯片 提供直流偏置电压，电容C:用于滤除偏置电路引 消耗的直流电流为12mA. 入的噪声.M3和M2B管采用深n阱(deep n-well) nMOS器件，其衬底直接与各自的源端相连以消除 衬偏效应 M2B 图5芯片照片 Fig.5 Chip photograph 图4采用噪声抵消技术的低噪声放大器 隔直电容 Fig.4 Low-noise amplifer with noise canceling tech FF out nique 。￥040000ae0 芯片 电路参数计算过程如下： (1)根据输入和输出阻抗都匹配到50Ω特征阻 地回电源 P可腾电阻 Jan.82006 抗的要求，M1和M2管的跨导必须满足 LNA Test Board V2 Y.C.Liao 8MA 8MIB 1/Rs 0.02S (24) 图6测试PCB板 M3管的跨导满足 Fig.6 Testing PCB photograph gMs 1/RL 0.02S (25) (2)考虑到噪声系数和功耗的权衡关系，设计时 (1)S参数 取Rr=4002.可以算得电压增益 采用Agilent E5071B矢量网络分析仪进行S |Avw|=RF/Rs=8≈18dB (26) 参数测试，输入信号源功率设置为-30dBm.S参数 由于MOS管输出阻抗的影响，使得实际电路 测试结果如图7所示.在50MHz~1GHz频率范围 的电压增益比计算值小. 内，电压增益S21约为13.4dB.增益3dB带宽范围 (3)由噪声抵消条件(11)式可以算出M2管的 为1MHz~1.3GHz.输入匹配S11从-16到-9dB, 跨导 输出匹配S22在-10dB以下，反向隔离度S2小于 8M2=8s(1+Rr/Rs)=0.18S(27) -19dB. 设计时考虑到电路功耗的限制，取ge= (2)噪声系数NF 0.08S.g2取值低于计算值会导致辅助放大器-Av 采用Agilent N8975A噪声分析仪测试噪声系 以及电路总电压增益的减小，还会导致噪声抵消条 数，仿真和测试结果如图8所示.在50MHz~1GHz 件发生偏移，使得实际电路的噪声系数比理论值大. 频率范围内，噪声系数小于3.5dB,最小值约为 2.4dB左右.在低频下噪声系数变差的主要原因是 4芯片实现及测试结果 由于MOS管1/f噪声的影响，而高频下噪声系数 的恶化主要是由于输入端的寄生电容影响导致噪声 芯片采用TSMC0.25 um RF CMOS工艺实 抵消点条件发生偏移. 现，包括焊盘的芯片整体尺寸为0.47mm× (3)增益1dB压缩点 0.44mm.键合时将接地端Vs采用四根连线引出以 增益1dB压缩点的测量使用的信号源和功率
半 导 体 学 报 第２７卷 流镜为输入级提供直流偏置电流，电容 犆１ 是 犕１犅 管的源极交流旁路电容，可以减小电源电压抖动对 电路增益和输入阻抗的影响，同时还能有效滤除直 流偏置电路引入的噪声．犕６～犕８支路为 犕２犅 管 提供直流偏置电压，电容 犆３ 用于滤除偏置电路引 入的噪声．犕３和 犕２犅管采用深狀阱（犱犲犲狆狀狑犲犾犾） 狀犕犗犛器件，其衬底直接与各自的源端相连以消除 衬偏效应． 图４ 采用噪声抵消技术的低噪声放大器 犉犻犵．４ 犔狅狑狀狅犻狊犲犪犿狆犾犻犳犲狉狑犻狋犺狀狅犻狊犲犮犪狀犮犲犾犻狀犵狋犲犮犺 狀犻狇狌犲 电路参数计算过程如下： （１）根据输入和输出阻抗都匹配到５０Ω 特征阻 抗的要求，犕１和 犕２管的跨导必须满足 犵犕１犃 ＋犵犕１犅 ＝１／犚犛 ＝０．０２犛 （２４） 犕３管的跨导满足 犵犕３ ＝１／犚犔 ＝０．０２犛 （２５） （２）考虑到噪声系数和功耗的权衡关系，设计时 取 犚犉＝４００Ω．可以算得电压增益 狘犃犞犉狘＝ 犚犉／犚犛 ＝８≈１８犱犅 （２６） 由于 犕犗犛管输出阻抗的影响，使得实际电路 的电压增益比计算值小． （３）由噪声抵消条件（１１）式可以算出 犕２管的 跨导 犵犕２ ＝犵犕３（１＋犚犉／犚犛）＝０．１８犛 （２７） 设 计 时 考 虑 到 电 路 功 耗 的 限 制，取 犵犕２ ＝ ００８犛．犵犕２取值低于计算值会导致辅助放大器－犃犞 以及电路总电压增益的减小，还会导致噪声抵消条 件发生偏移，使得实际电路的噪声系数比理论值大． ４ 芯片实现及测试结果 芯片 采 用 犜犛犕犆０２５μ犿 犚犉 犆犕犗犛 工 艺 实 现，包 括 焊 盘 的 芯 片 整 体 尺 寸 为 ０４７犿犿 × ０４４犿犿．键合时将接地端 犞犛犛采用四根连线引出以 减小寄生电感的影响．图５为键合后的芯片照片．图 ６是测试用的 犘犆犅 板照片，犚犉 信号输入和输出采 用５０Ω 匹配的微带线连接，片外隔直电容 犆犻 和 犆狅 取值均为１狀犉．在２５犞 直流电源供电情况下，芯片 消耗的直流电流为１２犿犃． 图５ 芯片照片 犉犻犵．５ 犆犺犻狆狆犺狅狋狅犵狉犪狆犺 图６ 测试 犘犆犅板 犉犻犵．６ 犜犲狊狋犻狀犵犘犆犅狆犺狅狋狅犵狉犪狆犺 （１）犛 参数 采用 犃犵犻犾犲狀狋犈５０７１犅 矢量网络分析仪进行 犛 参数测试，输入信号源功率设置为－３０犱犅犿．犛 参数 测试结果如图７所示．在５０犕犎狕～１犌犎狕频率范围 内，电压增益 犛２１ 约为１３４犱犅．增益３犱犅 带宽范围 为１犕犎狕～１３犌犎狕．输入匹配犛１１从－１６到－９犱犅， 输出匹配犛２２ 在－１０犱犅 以下，反向隔离度 犛１２ 小于 －１９犱犅． （２）噪声系数 犖犉 采用 犃犵犻犾犲狀狋犖８９７５犃 噪声分析仪测试噪声系 数，仿真和测试结果如图８所示．在５０犕犎狕～１犌犎狕 频率范 围 内，噪 声 系 数 小 于 ３５犱犅，最 小 值 约 为 ２４犱犅左右．在低频下噪声系数变差的主要原因是 由于 犕犗犛管１／犳噪声的影响，而高频下噪声系数 的恶化主要是由于输入端的寄生电容影响导致噪声 抵消点条件发生偏移． （３）增益１犱犅压缩点 增益１犱犅 压缩点的测量使用的信号源和功率 ２０３２
第11期 塞友春等：一种用于电视调谐器的宽带CMOS低噪声放大器设计 2033 10 (a) 14H 913以 0 12 5 Input IdBCP=-6.7dBm 11 ◆-Simulation -10 -Measurement ◆-Simulation -15 Measurement 200400600800 1000 -15-10 Frequency/MHz -25 -20 0 Input/dBm -5 图9功率1dB压缩点仿真与测量结果 (b) Fig.9 Simulated and measured 1dBCP -10 0-000-0-00-0 号15 20 lP3=3.3dBm-2÷ 片-20 -25 wgp -20 -30 -40 35 200 400600 800 1000 -60 Frequency/MHz ◆-Simulation 图7S参数测试结果 80 -Measurement Fig.7 Measured S-parameters 30-25 -20 -15-10 -50 Input /dBm 4.0 图10三阶交调点仿真与测量结果 Fig.10 Simulated and measured IIP3 △ 502MHz时，三阶交调点约为3.3dBm. 2.5 表1总结了本文电路的测试结果和近期文献中 ◆ 20 的其他CMOS宽带LNA设计结果.从表中可以看 ◆-Simulation 到，本文电路的输入、输出匹配和电压增益等参数与 1.5 △-Measurement 其他电路基本相同，线性度IIP3有了一定的提高， 200400600 800.1000 功耗有所下降，总体性能较为平衡.在50~860MHz Frequency /MHz 工作频率范围内，性能指标基本满足射频电视调谐 图8噪声系数仿真与测量结果 器的应用需要， Fig.8 Simulated and measured NF 表1测试结果概括及比较 Table 1 Summary of measured results and comparison 计分别是Agilent E8251A和E4419B.图9中实线 to others'works 为输入信号频率为500MHz时，改变输入信号功率 作者 Janssens[6] Bruccolerits)BruccoleriC4)Wang[]本文 得到的输出功率曲线，虚线为测试得到的输出功率 工艺尺寸/m 0.5 0.35 0.25 0.130.25 减1dB后外推的直线.外推直线与输出功率曲线的 频率/MHz 50-700 50-900 150-2000 100-93050一860 交点即为1dB压缩点，约为-6.7dBm. S11/dB -8 -10 -9 (4)三阶交调点IIP3 Sm(增益)/dB 14.8 11 13.7 13 13.4 S12/dB -41 -30 -36 -20 -19 三阶交调点的测试采用的是Agilent E4437B S22/dB -12 -10 -10 和E4406A,前者用于two-tone波形发生，后者用于 NF/dB 2.33.3 4.4 1.8-2.8 4 2.4-3.5 输出功率频谱分析.记录对应不同输入功率的输出 1dBCP/dBm -6 -9 -18 -6.7 一次谐波和三次谐波的功率值，通过外推法就可以 IIP3/dBm -4.7 14.7 0 -10.23.3 得到三阶交调点.在图10中，输人频率为500和 功耗/(mA·V) 3.3×3 1.5×3.3 14×2.50.6×1.212×2.5
第１１期 廖友春等： 一种用于电视调谐器的宽带 犆犕犗犛低噪声放大器设计 图７ 犛 参数测试结果 犉犻犵．７ 犕犲犪狊狌狉犲犱犛狆犪狉犪犿犲狋犲狉狊 图８ 噪声系数仿真与测量结果 犉犻犵．８ 犛犻犿狌犾犪狋犲犱犪狀犱犿犲犪狊狌狉犲犱犖犉 计分别是 犃犵犻犾犲狀狋犈８２５１犃 和 犈４４１９犅．图９中实线 为输入信号频率为５００犕犎狕时，改变输入信号功率 得到的输出功率曲线，虚线为测试得到的输出功率 减１犱犅后外推的直线．外推直线与输出功率曲线的 交点即为１犱犅压缩点，约为－６７犱犅犿． （４）三阶交调点犐犐犘３ 三阶交调点的测试采用的是 犃犵犻犾犲狀狋犈４４３７犅 和 犈４４０６犃，前者用于狋狑狅狋狅狀犲波形发生，后者用于 输出功率频谱分析．记录对应不同输入功率的输出 一次谐波和三次谐波的功率值，通过外推法就可以 得 到 三 阶 交 调 点 ．在 图１０中 ，输 入 频 率 为５００和 图９ 功率１犱犅压缩点仿真与测量结果 犉犻犵．９ 犛犻犿狌犾犪狋犲犱犪狀犱犿犲犪狊狌狉犲犱１犱犅犆犘 图１０ 三阶交调点仿真与测量结果 犉犻犵．１０ 犛犻犿狌犾犪狋犲犱犪狀犱犿犲犪狊狌狉犲犱犐犐犘３ ５０２犕犎狕时，三阶交调点约为３３犱犅犿． 表１总结了本文电路的测试结果和近期文献中 的其他 犆犕犗犛宽带 犔犖犃 设计结果．从表中可以看 到，本文电路的输入、输出匹配和电压增益等参数与 其他电路基本相同，线性度犐犐犘３有了一定的提高， 功耗有所下降，总体性能较为平衡．在５０～８６０犕犎狕 工作频率范围内，性能指标基本满足射频电视调谐 器的应用需要． 表１ 测试结果概括及比较 犜犪犫犾犲１ 犛狌犿犿犪狉狔狅犳犿犲犪狊狌狉犲犱狉犲狊狌犾狋狊犪狀犱犮狅犿狆犪狉犻狊狅狀 狋狅狅狋犺犲狉狊’狑狅狉犽狊 作者 犑犪狀狊狊犲狀狊［６］ 犅狉狌犮犮狅犾犲狉犻［５］ 犅狉狌犮犮狅犾犲狉犻［４］ 犠犪狀犵［７］ 本文 工艺尺寸／μ犿 ０．５ ０．３５ ０．２５ ０．１３ ０．２５ 频率／犕犎狕 ５０～７００ ５０～９００ １５０～２０００ １００～９３０５０～８６０ 犛１１／犱犅 － － －８ －１０ －９ 犛２１（增益）／犱犅 １４．８ １１ １３．７ １３ １３．４ 犛１２／犱犅 －４１ －３０ －３６ －２０ －１９ 犛２２／犱犅 － － －１２ －１０ －１０ 犖犉／犱犅 ２．３～３．３ ４．４ １．８～２．８ ４ ２．４～３．５ １犱犅犆犘／犱犅犿 － －６ －９ －１８ －６．７ 犐犐犘３／犱犅犿 －４．７ １４．７ ０ －１０．２ ３．３ 功耗／（犿犃·犞） ３．３×３ １．５×３．３ １４×２．５ ０．６×１．２１２×２．５ ２０３３
2034 半导体学报 第27卷 5结论 参考文献 本文分析了噪声抵消技术的原理和电路实现方 1]Razavi B.RF microelectronics.New Jersey:Prentice-Hall, 1998 法，介绍了一种采用噪声抵消技术的宽带CMOS低 [2 Shaeffer D K.Lee T H.A 1.5-V,1.5-GHz CMOS low noise 噪声放大器芯片的设计过程和测试结果.对电路的 amplifier.IEEE J Solid-State Circuits,1997.32(5):745 电压增益和噪声系数等参数进行了详细的分析，并 [3]Dawkins M,Burdett A P,Cowley N.A single-chip tuner for 给出了电路设计和参数计算的具体过程.测试结果 DVB-T.IEEE J Solid-State Circuits.2003.38(8):1307 表明，采用该技术的宽带低噪声放大器能够在宽的 [4 Bruccoleri F.Klumperink E A M.Nauta B.Wide-band CMOS low-noise amplifier exploiting thermal noise cance. 工作频率范围内得到较低的噪声系数、良好的阻抗 ling.IEEE J Solid-State Circuits.2004,39(2):275 匹配、高增益和高线性度等特性，基本满足射频电视 [5]Bruccoleri F.Kulmperink E A M.Nauta B.Generating all 调谐器的应用需要. two-MOS-transistor amplificrs leads to new wide-band LNAs.IEEE J Solid-State Circuits.2001,36(7):1032 [6] Janssens J.Crols J.Steyaert M.A 10mW inductorless.broad- 致谢感谢南京五十五所的李拂晓、乔宝文、朱震宇 band CMOS low noise amplifier for 900MHz wireless com. 和叶育红等人在芯片封装和测试方面的帮助，同时 munications.Proc IEEE CICC,1998.75 感谢上海Agilent开放实验室胡海洋等人提供芯片 [7]Wang S B T.Niknejad A M.Brodersen R W.A sub-mW 960- MHz ultra-wideband CMOS LNA.IEEE RFIC Symposium. 测试帮助. 2005:35 A Wide-Band CMOS Low-Noise Amplifier for TV Tuner Applications* Liao Youchun,Tang Zhangwen',and Min Hao State Key Laboratory of ASIC System.Fudan University.Shanghai 201203.China) Abstract:A wide-band CMOS low-noise amplifier (LNA)is presented.in which the input MOSFET thermal noise is canceled by exploiting a noise-canceling technique.The chip was implemented in a TSMC 0.25um 1P5M RF CMOS process.Test re- sults show that in the range of 50~860MHz,the voltage gain is about 13.4dB,and the noise figure (NF)is below 3.5dB with a minimum NF value of 2.4dB at 350MHz.The input-referred 1dB compression point is-6.7dBm.and the IIP3 is 3.3dBm. The chip consumes 30mW with a 2.5V power supply. Key words:wide-band low-noise amplifier:noise figure:linearity:noise-canceling EEACC:1205:1220:6420D Article ID:0253-4177(2006)11-2029-06 Project supported by the Shanghai Science Technology Committee(No.037062019)and the Shanghai Applied Material Funds(No.0425) Corresponding author.Email:zwtang@fudan.cdu.cn Received 22 May 2006 2006 Chinese Institute of Electronics
半 导 体 学 报 第２７卷 ５ 结论 本文分析了噪声抵消技术的原理和电路实现方 法，介绍了一种采用噪声抵消技术的宽带 犆犕犗犛低 噪声放大器芯片的设计过程和测试结果．对电路的 电压增益和噪声系数等参数进行了详细的分析，并 给出了电路设计和参数计算的具体过程．测试结果 表明，采用该技术的宽带低噪声放大器能够在宽的 工作频率范围内得到较低的噪声系数、良好的阻抗 匹配、高增益和高线性度等特性，基本满足射频电视 调谐器的应用需要． 致谢 感谢南京五十五所的李拂晓、乔宝文、朱震宇 和叶育红等人在芯片封装和测试方面的帮助，同时 感谢上海 犃犵犻犾犲狀狋开放实验室胡海洋等人提供芯片 测试帮助． 参考文献 ［１］ 犚犪狕犪狏犻犅．犚犉犿犻犮狉狅犲犾犲犮狋狉狅狀犻犮狊．犖犲狑犑犲狉狊犲狔：犘狉犲狀狋犻犮犲犎犪犾犾， １９９８ ［２］ 犛犺犪犲犳犳犲狉犇 犓，犔犲犲犜犎．犃１．５犞，１．５犌犎狕犆犕犗犛犾狅狑狀狅犻狊犲 犪犿狆犾犻犳犻犲狉．犐犈犈犈犑犛狅犾犻犱犛狋犪狋犲犆犻狉犮狌犻狋狊，１９９７，３２（５）：７４５ ［３］ 犇犪狑犽犻狀狊犕，犅狌狉犱犲狋狋犃犘，犆狅狑犾犲狔犖．犃狊犻狀犵犾犲犮犺犻狆狋狌狀犲狉犳狅狉 犇犞犅犜．犐犈犈犈犑犛狅犾犻犱犛狋犪狋犲犆犻狉犮狌犻狋狊，２００３，３８（８）：１３０７ ［４］ 犅狉狌犮犮狅犾犲狉犻犉， 犓犾狌犿狆犲狉犻狀犽犈犃 犕， 犖犪狌狋犪犅． 犠犻犱犲犫犪狀犱 犆犕犗犛犾狅狑狀狅犻狊犲犪犿狆犾犻犳犻犲狉犲狓狆犾狅犻狋犻狀犵狋犺犲狉犿犪犾狀狅犻狊犲犮犪狀犮犲 犾犻狀犵．犐犈犈犈犑犛狅犾犻犱犛狋犪狋犲犆犻狉犮狌犻狋狊，２００４，３９（２）：２７５ ［５］ 犅狉狌犮犮狅犾犲狉犻犉，犓狌犾犿狆犲狉犻狀犽犈 犃 犕，犖犪狌狋犪犅．犌犲狀犲狉犪狋犻狀犵犪犾犾 狋狑狅犕犗犛狋狉犪狀狊犻狊狋狅狉 犪犿狆犾犻犳犻犲狉狊 犾犲犪犱狊 狋狅 狀犲狑 狑犻犱犲犫犪狀犱 犔犖犃狊．犐犈犈犈犑犛狅犾犻犱犛狋犪狋犲犆犻狉犮狌犻狋狊，２００１，３６（７）：１０３２ ［６］ 犑犪狀狊狊犲狀狊犑，犆狉狅犾狊犑，犛狋犲狔犪犲狉狋犕．犃１０犿犠犻狀犱狌犮狋狅狉犾犲狊狊，犫狉狅犪犱 犫犪狀犱犆犕犗犛犾狅狑狀狅犻狊犲犪犿狆犾犻犳犻犲狉犳狅狉９００犕犎狕狑犻狉犲犾犲狊狊犮狅犿 犿狌狀犻犮犪狋犻狅狀狊．犘狉狅犮犐犈犈犈犆犐犆犆，１９９８：７５ ［７］ 犠犪狀犵犛犅犜，犖犻犽狀犲犼犪犱犃 犕，犅狉狅犱犲狉狊犲狀犚 犠．犃狊狌犫犿犠９６０ 犕犎狕狌犾狋狉犪狑犻犱犲犫犪狀犱犆犕犗犛犔犖犃．犐犈犈犈 犚犉犐犆犛狔犿狆狅狊犻狌犿， ２００５：３５ 犃 犠犻犱犲犅犪狀犱犆犕犗犛犔狅狑犖狅犻狊犲犃犿狆犾犻犳犻犲狉犳狅狉犜犞犜狌狀犲狉犃狆狆犾犻犮犪狋犻狅狀狊 犔犻犪狅犢狅狌犮犺狌狀，犜犪狀犵犣犺犪狀犵狑犲狀，犪狀犱犕犻狀犎犪狅 （犛狋犪狋犲犓犲狔犔犪犫狅狉犪狋狅狉狔狅犳犃犛犐犆牔犛狔狊狋犲犿，犉狌犱犪狀犝狀犻狏犲狉狊犻狋狔，犛犺犪狀犵犺犪犻 ２０１２０３，犆犺犻狀犪） 犃犫狊狋狉犪犮狋：犃狑犻犱犲犫犪狀犱犆犕犗犛犾狅狑狀狅犻狊犲犪犿狆犾犻犳犻犲狉（犔犖犃）犻狊狆狉犲狊犲狀狋犲犱，犻狀狑犺犻犮犺狋犺犲犻狀狆狌狋犕犗犛犉犈犜狋犺犲狉犿犪犾狀狅犻狊犲犻狊犮犪狀犮犲犾犲犱 犫狔犲狓狆犾狅犻狋犻狀犵犪狀狅犻狊犲犮犪狀犮犲犾犻狀犵狋犲犮犺狀犻狇狌犲．犜犺犲犮犺犻狆狑犪狊犻犿狆犾犲犿犲狀狋犲犱犻狀犪犜犛犕犆０２５μ犿１犘５犕 犚犉犆犕犗犛狆狉狅犮犲狊狊．犜犲狊狋狉犲 狊狌犾狋狊狊犺狅狑狋犺犪狋犻狀狋犺犲狉犪狀犵犲狅犳５０～８６０犕犎狕，狋犺犲狏狅犾狋犪犵犲犵犪犻狀犻狊犪犫狅狌狋１３４犱犅，犪狀犱狋犺犲狀狅犻狊犲犳犻犵狌狉犲（犖犉）犻狊犫犲犾狅狑３５犱犅狑犻狋犺 犪犿犻狀犻犿狌犿 犖犉狏犪犾狌犲狅犳２４犱犅犪狋３５０犕犎狕．犜犺犲犻狀狆狌狋狉犲犳犲狉狉犲犱１犱犅犮狅犿狆狉犲狊狊犻狅狀狆狅犻狀狋犻狊－６７犱犅犿，犪狀犱狋犺犲犐犐犘３犻狊３３犱犅犿． 犜犺犲犮犺犻狆犮狅狀狊狌犿犲狊３０犿犠 狑犻狋犺犪２５犞狆狅狑犲狉狊狌狆狆犾狔． 犓犲狔狑狅狉犱狊：狑犻犱犲犫犪狀犱犾狅狑狀狅犻狊犲犪犿狆犾犻犳犻犲狉；狀狅犻狊犲犳犻犵狌狉犲；犾犻狀犲犪狉犻狋狔；狀狅犻狊犲犮犪狀犮犲犾犻狀犵 犈犈犃犆犆：１２０５；１２２０；６４２０犇 犃狉狋犻犮犾犲犐犇：０２５３４１７７（２００６）１１２０２９０６ 犘狉狅犼犲犮狋狊狌狆狆狅狉狋犲犱犫狔狋犺犲犛犺犪狀犵犺犪犻犛犮犻犲狀犮犲牔犜犲犮犺狀狅犾狅犵狔犆狅犿犿犻狋狋犲犲（犖狅．０３７０６２０１９）犪狀犱狋犺犲犛犺犪狀犵犺犪犻犃狆狆犾犻犲犱犕犪狋犲狉犻犪犾犉狌狀犱狊（犖狅．０４２５） 犆狅狉狉犲狊狆狅狀犱犻狀犵犪狌狋犺狅狉．犈犿犪犻犾：狕狑狋犪狀犵＠犳狌犱犪狀．犲犱狌．犮狀 犚犲犮犲犻狏犲犱２２犕犪狔２００６ ２００６犆犺犻狀犲狊犲犐狀狊狋犻狋狌狋犲狅犳犈犾犲犮狋狉狅狀犻犮狊 ２０３４