·946· 工程科学学报，第39卷，第6期 国内外学者对3-1MC的研究除了调制策略[6-刃 拓扑结构[6-)等方面外，针对该拓扑结构的特殊性，即 输出单相脉动功率直接影响输入输出波形的质量，文 献[9-11]分别对升压型与降压型3-1MC提出采用功 L R 率补偿单元来有效抑制输出脉动功率对系统的影响. 在实际应用中，当矩阵变换器输入电压不平衡时，由于 包m 无大容量中间储能环节，输入电流与输出电压畸变明 显.目前，直接对3-1MC输入不平衡下的控制策略研 究较少，现有研究主要集中在3-3MC拓扑，文献[12] 补偿侧输出侧 提出了改进型电压合成控制策略来改善3-3MC输入 图1三相-单相矩阵变换器功率补偿拓扑图 电流与输出电压波形.文献[13]采用实时计算调制比 Fig.I Power compensation topology of 3-1 matrix converter 及输入电流的相角，以消除不平衡对输出侧的影响. 式中，ω，为输入电压角频率，U为输入电压的有效值 文献[14]通过不对称度补偿输入电压不平衡引起的 i=1cos (@t), 母线电压波动来减小对系统的影响.文献[15]提出了 ia=2 1icos(w,l-2π/3)， (2) 一种基于状态反馈线性化的3-3MC非线性控制器来 i =cos (@:t+2T/3) 改善在非正常工况下的输入电流性能.上述不平衡控 式中，I为输入电流的有效值. 制策略的文献所针对的是降压型矩阵变换器，而本文 只考虑输出电流中的基波分量，输出电压、电流表 所研究的是升压型，因此无法采用如文献「12]所述的 达式为： 电压合成法抑制输入电流低次谐波；文献[14]所提策 略为开环控制，动态响应慢.由于3-1MC仍然能等效 u。=V2 cos(w.l+p。), (3) 成虚拟整流与虚拟逆变拓扑，为此电压型脉冲宽度调 i =1 cos w.t. 制(PWM)整流和逆变器的不平衡控制策略可以为3- 式中，ω为输出电压角频率，0、I为输出电压、电流 1MC的不平衡研究提供思路[6-1s] 的有效值，。为输出电压与电流相位差，由输出侧阻抗 因此，为同时解决功率脉动与不平衡输入这两个 决定 问题，本文研究了3-1MC输入不平衡对输人有功、无 输入侧、输出侧瞬时功率表达式为： 功的影响，给出了正序、负序双dq旋转坐标轴下的控 P.=ui.=Ul[cos.+cs(2a1+p.)1(4④） 制方程表达式.在文献[2]拓扑的基础上，以消除输入 P:=eis +erin +eic =30inlin 电流中的低频谐波分量为目标，对三相虚拟整流侧有 由于矩阵变换器中间环节无大容量储能单元，在 功、无功功率进行独立控制，改进了原有单一旋转坐标 忽略滤波电容、电感等储能元件及开关损耗情况下，根 轴下的单网侧电流反馈控制策略，实现了不平衡输入 据瞬时的输入功率与输出功率近似相等原则，由式 下的输入电流与输出电压的正弦控制.最后通过仿真 (4)得输入电流幅值表达式： 与实验验证了所提控制策略的有效性 L.=3四[cosp。+cos(2ml+p)]. (5) 13-1MC功率补偿控制 由式(5)代入式(2)得，输入电流表达式为： 1.1输入侧低次谐波产生原因分析 以基于功率补偿的升压型3-1MC进行分析，该系 _U(s.+ms(2a1+e,)s(@）. i.=30 统由输入电感L、双向开关S、负载R、输出含滤波电 容C、补偿电容C组成，如图1所示.该电路拓扑包含 [sR.+s(2ml+p.)]es(u1-2m/3). 桥式电路与补偿电路两部分 常规的无中线型3-1MC只含图1中的输出侧电 Le= [sg.+s(2a1+g,)小ae(@t+2m/3》. 30。 路而不含补偿单元C及双向开关SS.S山，设三 (6) 相平衡电源输入，输人电压、电流表达式为： 由式(6)可知，无中线型3-1MC由于不含图1中 e=Ucos (wt), 的补偿单元，输出脉动功率通过双向开关直接影响到 e,=V2Umc0s(w,l-2π/3)， (1) 输入端，使输入电流中包含较难消除的低次谐波分量. e.=v2 cos(ω，l+2π/3). 1.2功率补偿控制的实现 由于本文采用间接空间矢量调制策略，为便于直工程科学学报,第 39 卷,第 6 期 国内外学者对 3鄄鄄1MC 的研究除了调制策略[6鄄鄄7] 、 拓扑结构[6鄄鄄8]等方面外,针对该拓扑结构的特殊性,即 输出单相脉动功率直接影响输入输出波形的质量,文 献[9鄄鄄11]分别对升压型与降压型 3鄄鄄1MC 提出采用功 率补偿单元来有效抑制输出脉动功率对系统的影响. 在实际应用中,当矩阵变换器输入电压不平衡时,由于 无大容量中间储能环节,输入电流与输出电压畸变明 显. 目前,直接对 3鄄鄄1MC 输入不平衡下的控制策略研 究较少,现有研究主要集中在 3鄄鄄3MC 拓扑,文献[12] 提出了改进型电压合成控制策略来改善 3鄄鄄3MC 输入 电流与输出电压波形. 文献[13]采用实时计算调制比 及输入电流的相角,以消除不平衡对输出侧的影响. 文献[14]通过不对称度补偿输入电压不平衡引起的 母线电压波动来减小对系统的影响. 文献[15]提出了 一种基于状态反馈线性化的 3鄄鄄3MC 非线性控制器来 改善在非正常工况下的输入电流性能. 上述不平衡控 制策略的文献所针对的是降压型矩阵变换器,而本文 所研究的是升压型,因此无法采用如文献[12]所述的 电压合成法抑制输入电流低次谐波;文献[14]所提策 略为开环控制,动态响应慢. 由于 3鄄鄄1MC 仍然能等效 成虚拟整流与虚拟逆变拓扑,为此电压型脉冲宽度调 制(PWM)整流和逆变器的不平衡控制策略可以为 3鄄鄄 1MC 的不平衡研究提供思路[16鄄鄄18] . 因此,为同时解决功率脉动与不平衡输入这两个 问题,本文研究了 3鄄鄄1MC 输入不平衡对输入有功、无 功的影响,给出了正序、负序双 dq 旋转坐标轴下的控 制方程表达式. 在文献[2]拓扑的基础上,以消除输入 电流中的低频谐波分量为目标,对三相虚拟整流侧有 功、无功功率进行独立控制,改进了原有单一旋转坐标 轴下的单网侧电流反馈控制策略,实现了不平衡输入 下的输入电流与输出电压的正弦控制. 最后通过仿真 与实验验证了所提控制策略的有效性. 1 3鄄鄄1MC 功率补偿控制 1郾 1 输入侧低次谐波产生原因分析 以基于功率补偿的升压型 3鄄鄄1MC 进行分析,该系 统由输入电感 L、双向开关 Sij、负载 RL 、输出含滤波电 容 Cf、补偿电容 Cc组成,如图 1 所示. 该电路拓扑包含 桥式电路与补偿电路两部分. 常规的无中线型 3鄄鄄1MC 只含图 1 中的输出侧电 路而不含补偿单元 Cc及双向开关 Sav、Sbv、Scv [1] ,设三 相平衡电源输入,输入电压、电流表达式为: ea = 2Uin cos (棕i t), eb = 2Uin cos (棕i t - 2仔/ 3), ec = 2Uin cos (棕i t + 2仔/ 3) ì î í ï ï ï ï . (1) 图 1 三相鄄鄄单相矩阵变换器功率补偿拓扑图 Fig. 1 Power compensation topology of 3鄄鄄1 matrix converter 式中,棕i为输入电压角频率,Uin为输入电压的有效值. i a = 2Iin cos (棕i t), i b = 2Iin cos (棕i t - 2仔/ 3), i c = 2Iin cos (棕i t + 2仔/ 3) ì î í ï ï ï ï . (2) 式中,Iin为输入电流的有效值. 只考虑输出电流中的基波分量,输出电压、电流表 达式为: uo = 2Uout cos (棕o t + 渍o), i o = 2Iout cos 棕o { t. (3) 式中,棕o为输出电压角频率,Uout、Iout为输出电压、电流 的有效值,渍o为输出电压与电流相位差,由输出侧阻抗 决定. 输入侧、输出侧瞬时功率表达式为: Po = uo i o = Uout Iout[cos 渍o + cos (2棕o t + 渍o)], Pi = ea i a + eb i b + ec i c = 3Uin Iin { . (4) 由于矩阵变换器中间环节无大容量储能单元,在 忽略滤波电容、电感等储能元件及开关损耗情况下,根 据瞬时的输入功率与输出功率近似相等原则,由式 (4)得输入电流幅值表达式: Iin = Uout Iout 3Uin [cos 渍o + cos (2棕o t + 渍o)]. (5) 由式(5)代入式(2)得,输入电流表达式为: i a = 2Uout Iout 3Uin (cos 渍o + cos (2棕o t +渍o))cos (棕i t), i b = 2Uout Iout 3Uin [cos 渍o + cos (2棕o t +渍o)]cos (棕i t -2仔/ 3), i c = 2Uout Iout 3Uin [cos 渍o + cos (2棕o t +渍o)]cos (棕i t +2仔/ 3) ì î í ï ï ï ï ï ï ï ï . (6) 由式(6)可知,无中线型 3鄄鄄1MC 由于不含图 1 中 的补偿单元,输出脉动功率通过双向开关直接影响到 输入端,使输入电流中包含较难消除的低次谐波分量. 1郾 2 功率补偿控制的实现 由于本文采用间接空间矢量调制策略,为便于直 ·946·