第5期 袁路等：一种低调谐增益变化的宽带电感电容压控振荡器 1007 2.1 2.0 1.9 0 1.8 00 0110 1.7 1001 010 1.5 90 1.4 10 1110 1.3 图？宽带压控振荡器芯片照片 1.2 Fig.7 Micrograph of wideband LC-VCO -1.0 -0.6 -0.2 0.2 0.6 1.0 Differential control voltage/V Mp4)连接到差分压控电压端：而当V。为低电平时， IMOS管可变电容通过开关管(Mpl,Mp2和Mn3, 图8压控电压频率关系 Fig.8 Measured tuning characteristics of VCO Mn4)连接到Vs或者Voo,压控电压端对可变电容无 作用，可变电容固定在最小值.图6(b)为开关电容阵列 关电容阵列和单个可变电容实现，没有用以调整可变电 单元的差分单元结构. 容大小的开关可变电容阵列，振荡器频率范围与本设计 本宽带压控振荡器没有设计电流镜偏置，这是由于 电流镜会改变振荡端直流电平使其不处于电源中点 相同，也划分成16根子频带.仿真结果显示，只采用开 关电容阵列的振荡器最大调谐增益为94MHz/V,最小 (Vo心/2)，从而降低振荡器输出幅度.同时，电流镜对相 调谐增益为35MHz/V,调谐增益的变化dKvco为 位噪声性能（特别是1/P区域）的影响也非常大.去掉 62.7%,远大于本设计.可见，采用数字开关可变电容阵 偏置电流镜后，差分负阻管的大小直接决定了压控振荡 列能够有效减小调谐增益的变化.图9所示为两个振荡 器的功耗 器不同子频带之间调谐增益的比较.其中虚线表示仅采 为了改善相位噪声性能，本振荡器还加上了尾电感 用开关电容阵列的振荡器，实线表示本设计. 电容谐振电路，并在尾电容处也加入了开关电容阵列. 由于采用了尾电感电容滤波，压控振荡器始终工作 尾电感和总尾电容始终谐振在振荡器工作频率的两倍， 在电流受限区，振荡器的相位噪声在整个频率范围内变 这样不仅阻止了振荡器的二次谐波分量直接入地，而且 化非常小.测试得到压控振荡器在1MHz频偏处的相位 使得振荡器能够始终工作在电流受限区域，改善了相位 噪声为-126dBc/Hz.图10是压控振荡器工作频率为 噪声性能[o 1.62GHz时测得的相位噪声曲线.与仿真结果 (-128dBc/Hz@1MHz)相比，相位噪声稍有恶化，这可 5 测试结果与讨论 能是由于芯片乃至测试板上各种寄生效应所引起的.后 仿结果显示振荡器的最小输出幅度峰峰值为1V. 本宽带压控振荡器采用0.18μn CMOS工艺制造， 近年来，一些宽带振荡器设计也采用了某些措施以 供电电压为1.5V.采用1.5V的低电压设计可以允许 减小调谐增益的变化[4-6].表1将本设计和这些振荡器 在1.8V电源电压和压控振荡器之间加上一个低压降 设计做了比较.可以看出，本设计在采用CMOS工艺全 稳压器，从而减小电源噪声对振荡器性能的影响.宽带 集成的情况下，能够在较宽的频率范围内有效地减小调 压控振荡器的电感全部采用片上设计，实现了全集成· 谐增益的变化，并且不会增加额外的电路功耗 其芯片照片如图7所示，芯片大小为0.6mm×0.9mm 测试得到振荡器的频率电压调谐曲线如图8所 100 示，16根子频带覆盖了1.17~2.03GHz之间的频率， 90 可调频率范围为860MHz(53%).由于采用了数字开关 可变电容阵列改变了压控可变电容的大小，宽带振荡器 80 -+-Conventional VCO 每根子频带覆盖的频率范围均为150MHz左右.经测 709 -This VCO 试，所有子频带的最大调谐增益(Kvo)为93MHz/V, 最小调谐增益为69MHz/V,定义dKvo来反映调谐增 50 益的变化： dKvco Kvco.ms-Kvco,m出 0 一★一一 (11) K vco.max 30 B2B4B6B8B10B12B14B16 由此得出本宽带压控振荡器的dKvco仅为25.8%. Frequency curve 为了比较性能，我们另外设计了一个采用传统结构 图9不同子频带的调诺增益 的宽带压控振荡器.该振荡器子频带划分方式、频率覆 Fig.9 Tuning gain plotted against sub-bands 盖范围以及功耗均与本设计相同，仅采用二进制权重开第５期 袁 路等： 一种低调谐增益变化的宽带电感电容压控振荡器 图７ 宽带压控振荡器芯片照片 犉犻犵．７ 犕犻犮狉狅犵狉犪狆犺狅犳狑犻犱犲犫犪狀犱犔犆犞犆犗 犕狆４）连接到差分压控电压端；而当 犞犱 为低 电 平 时， 犐犕犗犛管 可 变 电 容 通 过 开 关 管 （犕狆１，犕狆２ 和 犕狀３， 犕狀４）连接到 犞犛犛或者 犞犇犇，压控电压端对可变电容无 作用，可变电容固定在最小值．图６（犫）为开关电容阵列 单元的差分单元结构． 本宽带压控振荡器没有设计电流镜偏置，这是由于 电流镜会 改 变 振 荡 端 直 流 电 平 使 其 不 处 于 电 源 中 点 （犞犇犇／２），从而降低振荡器输出幅度．同时，电流镜对相 位噪声性能（特别是１／犳３ 区域）的影响也非常大．去掉 偏置电流镜后，差分负阻管的大小直接决定了压控振荡 器的功耗． 为了改善相位噪声性能，本振荡器还加上了尾电感 电容谐振电路，并在尾电容处也加入了开关电容阵列． 尾电感和总尾电容始终谐振在振荡器工作频率的两倍， 这样不仅阻止了振荡器的二次谐波分量直接入地，而且 使得振荡器能够始终工作在电流受限区域，改善了相位 噪声性能［１０］ ． ５ 测试结果与讨论 本宽带压控振荡器采用０１８μ犿 犆犕犗犛工艺制造， 供电电压为１５犞．采用１５犞 的低电压设计可以允许 在１８犞 电源电压和压控振荡器之间加上一个低压降 稳压器，从而减小电源噪声对振荡器性能的影响．宽带 压控振荡器的电感全部采用片上设计，实现了全集成． 其芯片照片如图７所示，芯片大小为０６犿犿×０９犿犿． 测试得到振荡器的频率电压调谐曲线如图 ８ 所 示，１６根子频带覆盖了１１７～２０３犌犎狕之间的频率， 可调频率范围为８６０犕犎狕（５３％）．由于采用了数字开关 可变电容阵列改变了压控可变电容的大小，宽带振荡器 每根子频带覆盖的频率范围均为 １５０犕犎狕左右．经测 试，所有子频带的最大调谐增益（犓犞犆犗）为９３犕犎狕／犞， 最小调谐增益为６９犕犎狕／犞，定义 犱犓犞犆犗 来反映调谐增 益的变化： 犱犓犞犆犗 ＝ 犓犞犆犗，犿犪狓 －犓犞犆犗，犿犻狀 犓犞犆犗，犿犪狓 （１１） 由此得出本宽带压控振荡器的犱犓犞犆犗仅为２５８％． 为了比较性能，我们另外设计了一个采用传统结构 的宽带压控振荡器．该振荡器子频带划分方式、频率覆 盖范围以及功耗均与本设计相同，仅采用二进制权重开 图８ 压控电压频率关系 犉犻犵．８ 犕犲犪狊狌狉犲犱狋狌狀犻狀犵犮犺犪狉犪犮狋犲狉犻狊狋犻犮狊狅犳犞犆犗 关电容阵列和单个可变电容实现，没有用以调整可变电 容大小的开关可变电容阵列．振荡器频率范围与本设计 相同，也划分成１６根子频带．仿真结果显示，只采用开 关电容阵列的振荡器最大调谐增益为９４犕犎狕／犞，最小 调谐 增 益 为 ３５犕犎狕／犞，调 谐 增 益 的 变 化 犱犓犞犆犗 为 ６２７％，远大于本设计．可见，采用数字开关可变电容阵 列能够有效减小调谐增益的变化．图９所示为两个振荡 器不同子频带之间调谐增益的比较．其中虚线表示仅采 用开关电容阵列的振荡器，实线表示本设计． 由于采用了尾电感电容滤波，压控振荡器始终工作 在电流受限区，振荡器的相位噪声在整个频率范围内变 化非常小．测试得到压控振荡器在１犕犎狕频偏处的相位 噪声为－１２６犱犅犮／犎狕．图１０是压控振荡器工作频率为 １．６２犌犎狕 时 测 得 的 相 位 噪 声 曲 线．与 仿 真 结 果 （－１２８犱犅犮／犎狕＠１犕犎狕）相比，相位噪声稍有恶化，这可 能是由于芯片乃至测试板上各种寄生效应所引起的．后 仿结果显示振荡器的最小输出幅度峰峰值为１犞． 近年来，一些宽带振荡器设计也采用了某些措施以 减小调谐增益的变化［４～６］ ．表１将本设计和这些振荡器 设计做了比较．可以看出，本设计在采用 犆犕犗犛工艺全 集成的情况下，能够在较宽的频率范围内有效地减小调 谐增益的变化，并且不会增加额外的电路功耗． 图９ 不同子频带的调谐增益 犉犻犵．９ 犜狌狀犻狀犵犵犪犻狀狆犾狅狋狋犲犱犪犵犪犻狀狊狋狊狌犫犫犪狀犱狊 １００７