·1570· 工程科学学报，第39卷，第10期 可以保证换相位置的准确性，但是随着转速的升高和 0.95 负载的增加，换相期间二极管续流引起的相位偏移越 ·一功率因数（补偿前 0.90 一。一功率因数补偿后) 来越明显.图10所示为100000r·min1带载仿真结 0.85 果，上半部分为原始的单相对地端电压波形，下半部分 为端电压分压滤波后的结果.图中”，代表实际端电压 0.80 分压滤波后的波形；”，表示续流引起的钳位电压分压 0.75 滤波以后的波形，“.代表无钳位电压干扰的端电压分 0.70 压滤波后的波形.从分压滤波后的反电动势波形可以 0.65 看出，由于续流干扰信号的存在，实际反电动势的过零 点超前于理想反电动势的过零点，且该超前角随着续 0.68000200030000400050060000700080000 转速/(r·min) 流时间的增加而增加，因而在高速重载下该偏移量是 图11补偿前后功率因数对比 不可忽略的 Fig.11 Comparison of power factors before and after compensation 若将二极管续流引起的干扰信号近似等效为阶跃 信号，可以近似求得换相续流引起的相位偏移角6 转速的目标，驱动器采用前置Bu©k变换器调压方式调 如下20， 节母线电压，功率电路拓扑结构如图12所示.其中功 率开关T的开关频率F,、电感L1的感值L,和电容C2 6=arctan △u1c0s(30°-0.58) △u.-△u,sin(30°-0.58)J (4) 的容值C,共同构成一种近似于雷达图的关系，其面积 其中，8为续流角度，△u为u交流分量，△山为u交流 则代表Buck变换器的滤波效果，如图13所示.忽略 分量. 功率开关的压降，滤波电感的计算公式为2] 由于通过上述公式在控制程序中实时计算相位偏 V.(V-V.) (5) 移角进行补偿会耗费大量CPU运算资源，因此通过公 L=VIRFT 式(4)建立换相位置补偿角度与电流和转速的关系表 式中，I为电感中的脉动电流.以本文所开发驱动器 格.电机运行时根据当前电流及转速，通过查表得到 为例，额定电流50A,输入电压V为400V,输出电压V 对应的换相位置补偿角，以实现精确换相. 为250V,脉动电流I.为25%的额定电流值，斩波频率 为16kHz进行计算，可得到电感L为470μH. 200 D2 线100 =21 MOTOR 时间ms 图10续流引起的过零点相位偏移 Fig.10 Phase shift of zero-crossing points caused by following cur- rents 图12功率回路电路图 Fig.12 Schematic of the power circuit 图11所示为补偿二极管续流引起的相位偏移前 后功率因数的对比，从实验结果可以看出，在低速轻载 时，补偿前后功率因数差别不大，这是因为在此时，二 极管续流时间很短，引起的相位偏移较小，但是在高速 重载下，补偿前后功率因数存在较大差异.在常用工 作区间60000~80000rmin时，通过该方法补偿续 流引起的零点偏移后，功率因数可以提高3%左右， 因而可以看出，在重载情况下，对二极管续流引起的 相位偏移进行补偿对于提高驱动器的效率是非常重 图13Buck变换器参数雷达图 Fig.13 Radar map for the Buck converter parameters 要的. 2.4滤波电感设计 之所以对电感进行专门设计是因为在一般应用场 为了实现既要输入无斩波的方波电压，又要调节 合，作为Bu©k变换器的电感都是优先取较大值，并且工程科学学报,第 39 卷,第 10 期 可以保证换相位置的准确性,但是随着转速的升高和 负载的增加,换相期间二极管续流引起的相位偏移越 来越明显. 图 10 所示为 100000 r·min - 1 带载仿真结 果,上半部分为原始的单相对地端电压波形,下半部分 为端电压分压滤波后的结果. 图中 ut代表实际端电压 分压滤波后的波形;uI表示续流引起的钳位电压分压 滤波以后的波形,ue代表无钳位电压干扰的端电压分 压滤波后的波形. 从分压滤波后的反电动势波形可以 看出,由于续流干扰信号的存在,实际反电动势的过零 点超前于理想反电动势的过零点,且该超前角随着续 流时间的增加而增加,因而在高速重载下该偏移量是 不可忽略的. 若将二极管续流引起的干扰信号近似等效为阶跃 信号,可以近似求得换相续流引起的相位偏移角 兹 如下[20] : 兹 = arctan [ 驻uI cos (30毅 - 0郾 5啄) 驻ue - 驻uI sin (30毅 - 0郾 5啄 ] ) 郾 (4) 其中,啄 为续流角度,驻ue为 ue交流分量,驻uI为 uI交流 分量. 由于通过上述公式在控制程序中实时计算相位偏 移角进行补偿会耗费大量 CPU 运算资源,因此通过公 式(4)建立换相位置补偿角度与电流和转速的关系表 格. 电机运行时根据当前电流及转速,通过查表得到 对应的换相位置补偿角,以实现精确换相. 图 10 续流引起的过零点相位偏移 Fig. 10 Phase shift of zero鄄crossing points caused by following cur鄄 rents 图 11 所示为补偿二极管续流引起的相位偏移前 后功率因数的对比,从实验结果可以看出,在低速轻载 时,补偿前后功率因数差别不大,这是因为在此时,二 极管续流时间很短,引起的相位偏移较小,但是在高速 重载下,补偿前后功率因数存在较大差异. 在常用工 作区间 60000 ~ 80000 r·min - 1时,通过该方法补偿续 流引起的零点偏移后,功率因数可以提高 3% 左右, 因而可以看出,在重载情况下,对二极管续流引起的 相位偏移进行补偿对于提高驱动器的效率是非常重 要的. 2郾 4 滤波电感设计 为了实现既要输入无斩波的方波电压,又要调节 图 11 补偿前后功率因数对比 Fig. 11 Comparison of power factors before and after compensation 转速的目标,驱动器采用前置 Buck 变换器调压方式调 节母线电压,功率电路拓扑结构如图 12 所示. 其中功 率开关 T 的开关频率 FT 、电感 L1 的感值 L1和电容 C2 的容值 C2共同构成一种近似于雷达图的关系,其面积 则代表 Buck 变换器的滤波效果,如图 13 所示. 忽略 功率开关的压降,滤波电感的计算公式为[21] L1 = Vo(Vi - Vo) Vi IR FT 郾 (5) 式中,IR为电感中的脉动电流. 以本文所开发驱动器 为例,额定电流 50 A,输入电压 Vi为 400 V,输出电压 Vo 为 250 V,脉动电流 IR为 25% 的额定电流值,斩波频率 为 16 kHz 进行计算,可得到电感 L1为 470 滋H. 图 12 功率回路电路图 Fig. 12 Schematic of the power circuit 图 13 Buck 变换器参数雷达图 Fig. 13 Radar map for the Buck converter parameters 之所以对电感进行专门设计是因为在一般应用场 合,作为 Buck 变换器的电感都是优先取较大值,并且 ·1570·