张前等：车载超高速永磁无刷电机驱动器 ·1569· 相对较小.本研究利用方波驱动特有的拓扑结构，在 启动阶段采用双电平启动，保证了方波驱动在启动阶 段效率高于脉冲宽度调制驱动. 400 一。一直接PWM 。一双电平 380 360 320 下C4 300 GND GND 282950275300325350375400425450 图8反电动势过零点检测电路 母线电压/W Fig.8 Circuit for back EMF zero-crossing point detection 图7启动阶段能量消耗对比 组成的分压滤波电路在高速时引起的反电动势过零点 Fig.7 Power cost comparison of startup stages 相位延时会超过30°，普遍采用的30°相位延时法在高 2.3换相位置检测 速时无法使用，因此采用反电动势过零点相位延时 反电动势信号检测电路如图8所示，R1一R6为反 90°的方法.从滤除干扰信号角度来看，滤波电容越大 电动势分压电阻，其值表示为R,一R。,C1、C2和C3为 越好，但是必须注意到，加入滤波电容以后，分压电路 滤波电容，其值表示为C,、C,和C,R7、R8和R9为运 的分压比从R,/R变为- R2 算用电阻，S、S和S为比较后输出的三相反电动势信 (2C,RR)2+(R,+R,)' 号.本驱动器采用反电动势过零点比较电路提取反电 因此过大的电容仍会导致难以检测到稳定的反电动势 动势信号，反电动势端电压V,、V和V经分压滤波以 信号.结合上述分析以及实验结果，滤波电容取值为2 后输入到电压比较器的反向输入端，N点为虚拟中性 ~3倍C时，既可以保证反电动势信号稳定，又可以 点，与正向输入端相连.电容C4用于滤除虚拟中性点 较好的滤除钳位电压的干扰 N中含有的高次谐波.其中，电阻R1、R2和C1(R3、 反电动势信号检测存在的另一问题是：滤波电容 R4、C2或R5、R6、C3)构成的分压滤波电路是该部分 取值为2~3倍C时，分压滤波电路引起的相位延时 设计的关键，以V,路反电动势处理电路为例，分压电 在工作区间内随转速存在明显变化.随转速增加，分 路部分设计需要达到的目标有：(1)在尽可能低的转 压滤波电路引起的相位延时角处于由0°向90°变化的 速下检测到稳定的反电动势信号；(2)在所有运行条 过程，因此必须通过软件延时将其换相延时角补偿到 件下保证分压滤波以后的电压在电压比较器可以承受 90°，外加补偿角为 的电压范围内 2TfR R2C a=90°-arctan (3) 上述两目标对分压比R,/R,的要求是截然相反 R1+R2 的，目标(1)要求分压比尽可能小，这样有利于在较低 转速下获得准确的反电动势：目标(2)要求分压比必 须大于一定阈值，保证在最高转速下，分压滤波后得到 70 的电压依然在电压比较器承受范围内.根据上述两目 200 标，分压比可以初步选定为满足目标(2)的最小分 100 压比. 如图9所示为相电流及相反电动势仿真波形，高 2 时间ms 速带载时，由于电流较大，电机换相的续流时间变长， 图9100000r·min1带载仿真波形 从而导致钳位电压持续时间变长.R1、2和C1构成 Fig.9 Simulation results at 100000 r.min-with load 的分压滤波电路需要保证在所有工况下均可以滤除钳 位电压的干扰.通过仿真可以得到保证反电动势检测 上文所述分压滤波电路所造成的相位延时是由于 电路有效滤除钳位电压干扰的最小电容值为C·由 滤波引起的，结合补偿公式(3)可以使换相位置处于 于超高速电机转速范围跨度较大，由C与分压电路 反电势过零点延时90°位置.该方法在小功率情况下张 前等: 车载超高速永磁无刷电机驱动器 相对较小. 本研究利用方波驱动特有的拓扑结构,在 启动阶段采用双电平启动,保证了方波驱动在启动阶 段效率高于脉冲宽度调制驱动. 图 7 启动阶段能量消耗对比 Fig. 7 Power cost comparison of startup stages 2郾 3 换相位置检测 反电动势信号检测电路如图 8 所示,R1—R6 为反 电动势分压电阻,其值表示为 R1—R6 ,C1、C2 和 C3 为 滤波电容,其值表示为 C1 、C2和 C3 ,R7、R8 和 R9 为运 算用电阻,Sa、Sb和 Sc为比较后输出的三相反电动势信 号. 本驱动器采用反电动势过零点比较电路提取反电 动势信号,反电动势端电压 Va、Vb和 Vc经分压滤波以 后输入到电压比较器的反向输入端,N 点为虚拟中性 点,与正向输入端相连. 电容 C4 用于滤除虚拟中性点 N 中含有的高次谐波. 其中,电阻 R1、R2 和 C1(R3、 R4、C2 或 R5、R6、C3)构成的分压滤波电路是该部分 设计的关键,以 Va路反电动势处理电路为例,分压电 路部分设计需要达到的目标有:(1) 在尽可能低的转 速下检测到稳定的反电动势信号;(2) 在所有运行条 件下保证分压滤波以后的电压在电压比较器可以承受 的电压范围内. 上述两目标对分压比 R1 / R2 的要求是截然相反 的,目标(1)要求分压比尽可能小,这样有利于在较低 转速下获得准确的反电动势;目标(2) 要求分压比必 须大于一定阈值,保证在最高转速下,分压滤波后得到 的电压依然在电压比较器承受范围内. 根据上述两目 标,分压比可以初步选定为满足目标(2) 的最小分 压比. 如图 9 所示为相电流及相反电动势仿真波形,高 速带载时,由于电流较大,电机换相的续流时间变长, 从而导致钳位电压持续时间变长. R1、R2 和 C1 构成 的分压滤波电路需要保证在所有工况下均可以滤除钳 位电压的干扰. 通过仿真可以得到保证反电动势检测 电路有效滤除钳位电压干扰的最小电容值为 Cmin . 由 于超高速电机转速范围跨度较大,由 Cmin与分压电路 图 8 反电动势过零点检测电路 Fig. 8 Circuit for back EMF zero鄄crossing point detection 组成的分压滤波电路在高速时引起的反电动势过零点 相位延时会超过 30毅,普遍采用的 30毅相位延时法在高 速时无法使用,因此采用反电动势过零点相位延时 90毅的方法. 从滤除干扰信号角度来看,滤波电容越大 越好,但是必须注意到,加入滤波电容以后,分压电路 的分压比从 R1 / R2变为 R2 (2仔fC1R1R2 ) 2 + (R1 + R2 ) 2 , 因此过大的电容仍会导致难以检测到稳定的反电动势 信号. 结合上述分析以及实验结果,滤波电容取值为 2 ~ 3 倍 Cmin时,既可以保证反电动势信号稳定,又可以 较好的滤除钳位电压的干扰. 反电动势信号检测存在的另一问题是:滤波电容 取值为 2 ~ 3 倍 Cmin时,分压滤波电路引起的相位延时 在工作区间内随转速存在明显变化. 随转速增加,分 压滤波电路引起的相位延时角处于由 0毅向 90毅变化的 过程,因此必须通过软件延时将其换相延时角补偿到 90毅,外加补偿角为 琢 = 90毅 - arctan 2仔fR1R2C1 R1 + R2 郾 (3) 图 9 100000 r·min - 1带载仿真波形 Fig. 9 Simulation results at 100000 r·min - 1 with load 上文所述分压滤波电路所造成的相位延时是由于 滤波引起的,结合补偿公式(3) 可以使换相位置处于 反电势过零点延时 90毅位置. 该方法在小功率情况下 ·1569·