工程科学学报，第39卷.第10期：1565-1574,2017年10月 Chinese Journal of Engineering,Vol.39,No.10:1565-1574,October 2017 D0L:10.13374/j.issn2095-9389.2017.10.016;htp:/journals.ustb.edu.cn 车载超高速永磁无刷电机驱动器 张前，冯 明四，陈俊，任天明 北京科技大学机械工程学院，北京100083 ☒通信作者，E-mail:mingfeng(@me.usth.cedu.cn 摘要超高速永磁无刷电机因其低电感和高换相频率而普遍面临转子与定子过热的困扰，而发热的一个重要原因是进行 脉冲宽度调制(PWM)引起的高频电流谐波.对于逆变器处直接斩波调速方式，需要通过提高斩波频率以减小电流谐波.但 对于像燃料电池汽车空压机用10kW级电机驱动器，现有功率开关器件无法同时满足开关频率和功率的要求.因此在逆变 器处斩波调速并不是驱动超高速永磁无刷电机的理想方案.为了减小定转子损耗，本文从减小电流谐波的角度出发，设计了 一台前置Bk变换器无位置传感器控制方波驱动器.通过反电动势滤波电路以及换相位置补偿角的优化设计将无位置控 制的适用范围扩展到3000~100000r·min',对开发过程中遇到的关键问题进行了分析并提出了相应解决方案.最后，通过 实验验证了该驱动器的控制性能. 关键词涡流损耗；燃料电池；Bu©k变换器；超高速电机；空压机 分类号TM351 A vehicle mounted super high speed permanent magnet brushless motor drive ZHANG Qian,FENG Ming,CHEN Jun,REN Tian-ming School of Mechanical Engineering.University of Science and Technology Beijing,Beijing 100083,China Corresponding author,E-mail:mingfeng@me.ustb.edu.cn ABSTRACT Because of lower inductance and higher commutation frequency,caused by high-frequency current harmonics induced by the PWM control,super high speed permanent magnet brushless motors commonly face overheating of both the rotor and stator.For chopping directly at the inverter,the frequency should be increased to reduce the current harmonics.But for the 10kW class motor drives used in the air compressors of fuel cell vehicles,the power switch devices currently do not fulfill the needs of switch frequency and power simultaneously.Therefore,it is not a good choice to regulate the speed by chopping at the inverter.Aimed at reducing los- ses in the stators and rotors,this paper presented the design of a pre-Buck square wave drive for reducing current harmonics.By opti- mizing the back electromotive force (EMF)filter circuit and commutation compensation angle,the operation range of sensorless control CAN was extended to 3000-100000rmin.The key points encountered during the drive development were analyzed and solutions proposed.Finally,the excellent performance of the drive was demonstrated by experiment. KEY WORDS eddy current loss;fuel cell;Buck converter;super high speed motors;air compressor 随着丰田Mirai燃料电池汽车的量产，燃料电池汽 体效率，因此被认为是驱动空气压缩机等超高速旋转 车的发展开始进入快车道，这对作为燃料电池汽车空 机械的最佳选择之一· 气处理系统关键零部件之一的空气压缩机提出了更高 在超高速永磁无刷电机中，由定子电流谐波引起的 的要求.超高速永磁无刷电机具有功率密度大、体积 涡流损耗是电机损耗的重要成分，对于定子涡流损耗可 紧凑、效率高等优点，可以极大减小整机尺寸，提高整 以采用减小硅钢片厚度，水冷等措施，但是对于转子涡流 收稿日期：2016-12-07 基金项目：国家“863"计划资助项目(SS2012AA110501)
工程科学学报,第 39 卷,第 10 期:1565鄄鄄1574,2017 年 10 月 Chinese Journal of Engineering, Vol. 39, No. 10: 1565鄄鄄1574, October 2017 DOI: 10. 13374 / j. issn2095鄄鄄9389. 2017. 10. 016; http: / / journals. ustb. edu. cn 车载超高速永磁无刷电机驱动器 张 前, 冯 明苣 , 陈 俊, 任天明 北京科技大学机械工程学院, 北京 100083 苣通信作者, E鄄mail:mingfeng@ me. ustb. edu. cn 摘 要 超高速永磁无刷电机因其低电感和高换相频率而普遍面临转子与定子过热的困扰,而发热的一个重要原因是进行 脉冲宽度调制(PWM)引起的高频电流谐波. 对于逆变器处直接斩波调速方式,需要通过提高斩波频率以减小电流谐波. 但 对于像燃料电池汽车空压机用 10 kW 级电机驱动器,现有功率开关器件无法同时满足开关频率和功率的要求. 因此在逆变 器处斩波调速并不是驱动超高速永磁无刷电机的理想方案. 为了减小定转子损耗,本文从减小电流谐波的角度出发,设计了 一台前置 Buck 变换器无位置传感器控制方波驱动器. 通过反电动势滤波电路以及换相位置补偿角的优化设计将无位置控 制的适用范围扩展到 3000 ~ 100000 r·min - 1 ,对开发过程中遇到的关键问题进行了分析并提出了相应解决方案. 最后,通过 实验验证了该驱动器的控制性能. 关键词 涡流损耗; 燃料电池; Buck 变换器; 超高速电机; 空压机 分类号 TM351 A vehicle mounted super high speed permanent magnet brushless motor drive ZHANG Qian, FENG Ming 苣 , CHEN Jun, REN Tian鄄ming School of Mechanical Engineering, University of Science and Technology Beijing, Beijing 100083, China 苣Corresponding author, E鄄mail: mingfeng@ me. ustb. edu. cn ABSTRACT Because of lower inductance and higher commutation frequency, caused by high鄄frequency current harmonics induced by the PWM control, super high speed permanent magnet brushless motors commonly face overheating of both the rotor and stator. For chopping directly at the inverter, the frequency should be increased to reduce the current harmonics. But for the 10 kW class motor drives used in the air compressors of fuel cell vehicles, the power switch devices currently do not fulfill the needs of switch frequency and power simultaneously. Therefore, it is not a good choice to regulate the speed by chopping at the inverter. Aimed at reducing los鄄 ses in the stators and rotors, this paper presented the design of a pre鄄Buck square wave drive for reducing current harmonics. By opti鄄 mizing the back electromotive force (EMF) filter circuit and commutation compensation angle, the operation range of sensorless control CAN was extended to 3000 - 100000 r·min - 1 . The key points encountered during the drive development were analyzed and solutions proposed. Finally, the excellent performance of the drive was demonstrated by experiment. KEY WORDS eddy current loss; fuel cell; Buck converter; super high speed motors; air compressor 收稿日期: 2016鄄鄄12鄄鄄07 基金项目: 国家“863冶计划资助项目(SS2012AA110501) 随着丰田 Mirai 燃料电池汽车的量产,燃料电池汽 车的发展开始进入快车道,这对作为燃料电池汽车空 气处理系统关键零部件之一的空气压缩机提出了更高 的要求. 超高速永磁无刷电机具有功率密度大、体积 紧凑、效率高等优点,可以极大减小整机尺寸,提高整 体效率,因此被认为是驱动空气压缩机等超高速旋转 机械的最佳选择之一. 在超高速永磁无刷电机中,由定子电流谐波引起的 涡流损耗是电机损耗的重要成分,对于定子涡流损耗可 以采用减小硅钢片厚度,水冷等措施,但是对于转子涡流
·1566· 工程科学学报，第39卷，第10期 损耗，却没有理想的应对方式，且转子处于电机本体内部， 直接进行斩波，其中包括方波脉冲宽度调制、正弦脉冲 散热条件差，极易造成热量累积导致磁钢过热甚至退磁， 宽度调制、空间矢量脉冲宽度调制]等.由于超高速 对于滑动轴承电机更是如此.由于实验电机所用的水润 永磁无刷电机自身电感极小，一般在100μH以内，如 滑动压轴承是靠水膜产生支撑力，因此，轴与轴瓦之间的 此小的电感导致斩波造成的电流波动非常严重，而高 间隙对于电机稳定运行至关重要，随着转子温度上升，轴 频波动的电流是引起涡流损耗的重要因素.减小电流 与轴瓦间十几微米的间隙被逐步压缩，很容易造成抱轴 波动最直接的办法是提高斩波频率，以减小电流波动 事故.鉴于上述原因，如何减小涡流损耗尤其是转子涡流 的幅值，文献「51已经通过实验证实，随脉冲宽度调制 损耗成为超高速永磁无刷电机研究中必须考虑的问题。 调制频率上升，产生的电流谐波会显著减少.文献 国内外学者对超高速永磁无刷电机涡流损耗进行 [11]中指出，对于自身电感较低的电机，要得到比较 了许多研究，如Fouladgar和Chauveau分析了电流谐 理想的调制电流，理想开关频率需达到200kHz以上 波对于电机转子温升的影响，指出了高频电流谐波是 但是大多数情况下，目前市场上的功率开关器件包括 转子温升的重要诱因：高鹏飞等[]和周凤争等3]均对 金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和绝缘栅 定子槽数、槽宽、气隙长度等对涡流损耗的影响进行了 双极型晶体管(IGBT)等，无法同时达到开关频率和功 理论分析和建模，但定子结构优化对减小定子涡流损 率要求，并且随着开关频率的上升，其开关损耗也会急 耗作用比较明显，对减小转子涡流损耗没有明显效果； 剧增加)]，所以如何在没有大功率高频开关器件的情 Cavagnino等[研究了三种永磁体分块方式对减小转 况下给电机提供相对纯净的电流成为超高速永磁无刷 子涡流损耗的影响，但是该方法极大地增加了转子成 电机驱动器开发面临的重要问题，也是中大功率超高 本且不适用于高速场合.目前对于定子或转子涡流损 速电机驱动器研发普遍面临的难题. 耗的研究主要集中在如何改进电机机械结构或优化电 出于上述考虑，本驱动器在逆变器前加降压式变 磁设计，对于不同控制方式对转子涡流损耗影响的研 换电路(Buck变换器)，通过Buck变换器调节直流母 究相对较少，Khomfoi等)从理论方面分析了脉冲宽度 线电压进行调速，在逆变器处只进行换相，从而消除脉 调制(PWM)对于涡流损耗的影响并进行了实验，证实 冲宽度调制斩波造成的电流谐波[).虽然该控制方 了高频脉冲宽度调制斩波会极大的增加电机铁损：Ho 式会不可避免地造成Buk变换器斩波开关的损耗，但 seinpour与Ghazit提出了一种并联有源滤波器(SAF) 是可以减小逆变器和定转子的损耗，从而避免电机定 法来减小电流谐波的技术，但是该方法极大增加了设 转子过热.Buck变换器增加的损耗位于驱动器内，可 计成本和控制复杂性，并不是非常实用：Caricchi等[) 以通过驱动器的冷却系统散热，因而从一定角度说，该 提出了一种针对电机的Buck-Boost电路，但是其主要 方案是将难以散热的电机定转子损耗转移到了易于散 分析的是该Buck-Boost电路的设计要点及性能，并未 热的驱动器中 将其与实际的电机驱动器结合起来研究：邹继斌等[] 为了验证该方案的可行性，设计了一台滚珠轴承 就驱动方式对永磁无刷直流电机损耗的影响进行了分 实验验证机进行定转子温升实验，如图1所示，轴后端 析，但是分析过程未考虑脉冲宽度调制的影响，由于超 开孔以通过红外测温仪监测转子磁钢温度，通过埋在 高速电机低电感和低内阻的特点，脉冲宽度调制引起 电机绕组中的PT100温度传感器测量定子温度，定子 的电流谐波是损耗分析中必须考虑的成分，因此，其结 通过机壳上的水冷管道散热 果并不适用于超高速电机：赵南南等[]从理论上分析 了方波脉冲宽度调制驱动与方波驱动对热损耗的影 响，通过损耗分析发现，脉冲宽度调制的存在会极大增 加电流的谐波成分，从而引起热损耗的增加 本文从驱动策略的角度出发，立足于减小电枢电 流中斩波引起的电流谐波，开发出了一套适用于燃料 电池汽车空气压缩机的超高速永磁无刷电机方波驱动 图1滚珠轴承实验验证机 器.文中对超高速电机无位置传感器控制中面临的启 Fig.1 Verification machine with ball bearings 动和换相精度等问题均进行了详细的分析并提出了独 到的解决方案，最终，通过实验验证了该驱动器能有效 为了验证斩波对定转子发热的影响，分别以方波 降低因高频斩波引起的损耗. 驱动和方波脉冲宽度调制驱动（后文简称“脉冲宽度 调制驱动”)进行实验，每隔5000r·min进行一组实 1电机控制方式选择 验并记录其稳定后的温度，实验结果如图2所示.从 目前永磁无刷电机的主要驱动方式是在逆变器处 图中可以看出，同样转速下，方波驱动时定子和转子的
工程科学学报,第 39 卷,第 10 期 损耗,却没有理想的应对方式,且转子处于电机本体内部, 散热条件差,极易造成热量累积导致磁钢过热甚至退磁, 对于滑动轴承电机更是如此. 由于实验电机所用的水润 滑动压轴承是靠水膜产生支撑力,因此,轴与轴瓦之间的 间隙对于电机稳定运行至关重要,随着转子温度上升,轴 与轴瓦间十几微米的间隙被逐步压缩,很容易造成抱轴 事故. 鉴于上述原因,如何减小涡流损耗尤其是转子涡流 损耗成为超高速永磁无刷电机研究中必须考虑的问题. 国内外学者对超高速永磁无刷电机涡流损耗进行 了许多研究,如 Fouladgar 和 Chauveau [1]分析了电流谐 波对于电机转子温升的影响,指出了高频电流谐波是 转子温升的重要诱因;高鹏飞等[2] 和周凤争等[3] 均对 定子槽数、槽宽、气隙长度等对涡流损耗的影响进行了 理论分析和建模,但定子结构优化对减小定子涡流损 耗作用比较明显,对减小转子涡流损耗没有明显效果; Cavagnino 等[4]研究了三种永磁体分块方式对减小转 子涡流损耗的影响,但是该方法极大地增加了转子成 本且不适用于高速场合. 目前对于定子或转子涡流损 耗的研究主要集中在如何改进电机机械结构或优化电 磁设计,对于不同控制方式对转子涡流损耗影响的研 究相对较少,Khomfoi 等[5]从理论方面分析了脉冲宽度 调制(PWM)对于涡流损耗的影响并进行了实验,证实 了高频脉冲宽度调制斩波会极大的增加电机铁损;Ho鄄 seinpour 与 Ghazi [6]提出了一种并联有源滤波器( SAF) 法来减小电流谐波的技术,但是该方法极大增加了设 计成本和控制复杂性,并不是非常实用;Caricchi 等[7] 提出了一种针对电机的 Buck鄄鄄Boost 电路,但是其主要 分析的是该 Buck鄄鄄Boost 电路的设计要点及性能,并未 将其与实际的电机驱动器结合起来研究;邹继斌等[8] 就驱动方式对永磁无刷直流电机损耗的影响进行了分 析,但是分析过程未考虑脉冲宽度调制的影响,由于超 高速电机低电感和低内阻的特点,脉冲宽度调制引起 的电流谐波是损耗分析中必须考虑的成分,因此,其结 果并不适用于超高速电机;赵南南等[9] 从理论上分析 了方波脉冲宽度调制驱动与方波驱动对热损耗的影 响,通过损耗分析发现,脉冲宽度调制的存在会极大增 加电流的谐波成分,从而引起热损耗的增加. 本文从驱动策略的角度出发,立足于减小电枢电 流中斩波引起的电流谐波,开发出了一套适用于燃料 电池汽车空气压缩机的超高速永磁无刷电机方波驱动 器. 文中对超高速电机无位置传感器控制中面临的启 动和换相精度等问题均进行了详细的分析并提出了独 到的解决方案,最终,通过实验验证了该驱动器能有效 降低因高频斩波引起的损耗. 1 电机控制方式选择 目前永磁无刷电机的主要驱动方式是在逆变器处 直接进行斩波,其中包括方波脉冲宽度调制、正弦脉冲 宽度调制、空间矢量脉冲宽度调制[10] 等. 由于超高速 永磁无刷电机自身电感极小,一般在 100 滋H 以内,如 此小的电感导致斩波造成的电流波动非常严重,而高 频波动的电流是引起涡流损耗的重要因素. 减小电流 波动最直接的办法是提高斩波频率,以减小电流波动 的幅值,文献[5]已经通过实验证实,随脉冲宽度调制 调制频率上升,产生的电流谐波会显著减少. 文献 [11]中指出,对于自身电感较低的电机,要得到比较 理想的调制电流,理想开关频率需达到 200 kHz 以上. 但是大多数情况下,目前市场上的功率开关器件包括 金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和绝缘栅 双极型晶体管(IGBT)等,无法同时达到开关频率和功 率要求,并且随着开关频率的上升,其开关损耗也会急 剧增加[12] ,所以如何在没有大功率高频开关器件的情 况下给电机提供相对纯净的电流成为超高速永磁无刷 电机驱动器开发面临的重要问题,也是中大功率超高 速电机驱动器研发普遍面临的难题. 出于上述考虑,本驱动器在逆变器前加降压式变 换电路(Buck 变换器),通过 Buck 变换器调节直流母 线电压进行调速,在逆变器处只进行换相,从而消除脉 冲宽度调制斩波造成的电流谐波[13鄄鄄14] . 虽然该控制方 式会不可避免地造成 Buck 变换器斩波开关的损耗,但 是可以减小逆变器和定转子的损耗,从而避免电机定 转子过热. Buck 变换器增加的损耗位于驱动器内,可 以通过驱动器的冷却系统散热,因而从一定角度说,该 方案是将难以散热的电机定转子损耗转移到了易于散 热的驱动器中. 为了验证该方案的可行性,设计了一台滚珠轴承 实验验证机进行定转子温升实验,如图 1 所示,轴后端 开孔以通过红外测温仪监测转子磁钢温度,通过埋在 电机绕组中的 PT100 温度传感器测量定子温度,定子 通过机壳上的水冷管道散热. 图 1 滚珠轴承实验验证机 Fig. 1 Verification machine with ball bearings 为了验证斩波对定转子发热的影响,分别以方波 驱动和方波脉冲宽度调制驱动(后文简称“脉冲宽度 调制驱动冶)进行实验,每隔 5000 r·min - 1进行一组实 验并记录其稳定后的温度,实验结果如图 2 所示. 从 图中可以看出,同样转速下,方波驱动时定子和转子的 ·1566·
张前等：车载超高速永磁无刷电机驱动器 ·1567· 平衡温度均低于脉冲宽度调制驱动，且随着转速升高， h 两种驱动方式引起的温差有继续增大的趋势.通过该 实验可以看出，方波驱动在定转子上引起的温升明显 小于脉冲宽度调制驱动，这就为本文选择方波驱动作 空压机机动 为最终设计方案提供了实验依据. 110 一方波定子 100 。一方波转子 图3空气压缩机系统实物图.(a)空气压缩机：(b)电机驱 90 盒一PWM定子 动器 一PWM转子 o Fig.3 Picture of the air compressor system:(a)air compressor: 转子 (b)motor driver 70 60 表1空气压缩机电机参数 50 Table 1 Air compressor motor parameters 0 电机参数 设计值 30 定子 额定功率/kW 12 1000015000200002500030000350004000045000 额定转速/(r·miml) 100000 转速rmin 极对数 1 图2方波及脉神宽度调制驱动下定转子温升 线电感/μH 0 Fig.2 Temperature rise of stators and rotors under square and PWM 线电阻/m2 40 drives 额定电压/V 250 2驱动器关键技术研究 额定电流/A 50 电池电压/V 250~420 2.1驱动系统概述 反电动势 正弦 图3所示为100000rmin1、12kW的燃料电池汽 车空压机用超高速永磁无刷电机（图3(a)及其驱动 的可以随控制要求改变的直流电压V。.驱动器采用无 器（图3(b)),电机设计参数如表1所示.由于车辆中 位置传感器控制5-)，通过硬件对反电动势信号V。、 存在水冷系统，因此在电机定子外壳及驱动器底部均 V和V进行处理，得到反电动势过零点信号S、S和 设有水冷，采用水冷系统不仅可以达到更好的冷却效 S。,逻辑控制模块通过三相过零点信号来计算速度和 果而且可以极大地减小驱动器的体积.驱动器中损耗 控制逆变器导通方式，采用PI调节器改变占空比并将 较大的器件，包括Buck变换器电感、滤波电容和斩波 脉冲宽度调制信号送入Bu©k变换器中以实现速度闭 开关以及三相逆变器均固定于水冷底板，以增强散热 环控制，驱动器可以通过联合测试工作组(TAG)模块 效果 进行调试，通过控制器局域网络(CAN)总线模块与燃 驱动系统结构框图如图4所示，通过前置Bu©k变 料电池汽车上位机进行通讯，电流传感器模块可以实 换器对输入电压'进行调节，给逆变器提供一个稳定 现电流监测和保护 逆变器 Buck 无刷 变换器 电机 电流 传感器 TAG 逻辑控制 反电势 上位机 处理 CAN总线 图4驱动系统结构框图 Fig.4 Structure diagram of the drive system
张 前等: 车载超高速永磁无刷电机驱动器 平衡温度均低于脉冲宽度调制驱动,且随着转速升高, 两种驱动方式引起的温差有继续增大的趋势. 通过该 实验可以看出,方波驱动在定转子上引起的温升明显 小于脉冲宽度调制驱动,这就为本文选择方波驱动作 为最终设计方案提供了实验依据. 图 2 方波及脉冲宽度调制驱动下定转子温升 Fig. 2 Temperature rise of stators and rotors under square and PWM drives 2 驱动器关键技术研究 2郾 1 驱动系统概述 图 3 所示为 100000 r·min - 1 、12 kW 的燃料电池汽 车空压机用超高速永磁无刷电机(图 3( a))及其驱动 图 4 驱动系统结构框图 Fig. 4 Structure diagram of the drive system 器(图 3(b)),电机设计参数如表 1 所示. 由于车辆中 存在水冷系统,因此在电机定子外壳及驱动器底部均 设有水冷,采用水冷系统不仅可以达到更好的冷却效 果而且可以极大地减小驱动器的体积. 驱动器中损耗 较大的器件,包括 Buck 变换器电感、滤波电容和斩波 开关以及三相逆变器均固定于水冷底板,以增强散热 效果. 驱动系统结构框图如图 4 所示,通过前置 Buck 变 换器对输入电压Vi进行调节,给逆变器提供一个稳定 图 3 空气压缩机系统实物图 郾 ( a) 空气压缩机; ( b) 电机驱 动器 Fig. 3 Picture of the air compressor system: ( a) air compressor; (b) motor driver 表 1 空气压缩机电机参数 Table 1 Air compressor motor parameters 电机参数 设计值 额定功率/ kW 12 额定转速/ (r·min - 1 ) 100000 极对数 1 线电感/ 滋H 80 线电阻/ m赘 40 额定电压/ V 250 额定电流/ A 50 电池电压/ V 250 ~ 420 反电动势 正弦 的可以随控制要求改变的直流电压 Vo . 驱动器采用无 位置传感器控制[15鄄鄄19] ,通过硬件对反电动势信号 Va、 Vb和 Vc进行处理,得到反电动势过零点信号 Sa、Sb和 Sc,逻辑控制模块通过三相过零点信号来计算速度和 控制逆变器导通方式,采用 PI 调节器改变占空比并将 脉冲宽度调制信号送入 Buck 变换器中以实现速度闭 环控制,驱动器可以通过联合测试工作组( JTAG)模块 进行调试,通过控制器局域网络(CAN)总线模块与燃 料电池汽车上位机进行通讯,电流传感器模块可以实 现电流监测和保护. ·1567·
·1568· 工程科学学报，第39卷，第10期 2.2双电平启动策略 5000 超高速永磁无刷电机控制存在的一个重要难题就 反电动势稳定 是启动阶段电压及电流的控制.因为超高速电机低内 阻和低电感的特点，绕组电压及电流控制难度较大，尤 4000 其在低速时所需的电压很低，理论上需要很低的占空 比.以100000r·min电机为例，在低转速时所需的占 空比低于10%，但是，对于斩波控制，当占空比低于 3000 10%时其效率以及输出电压的质量均会明显降低，因 此仅仅通过一级斩波（逆变器处斩波或者Buk变换 反电动势不稳定 器斩波)难以达到理想的启动效果.为了解决该问题， 200 0.1 0.5 本驱动器在启动及低速阶段采用Buk与逆变器共同 5 10 K 调压的双电平启动方式，中高速阶段则采用仅Buk调 图5不同K,下的启动效果 压的单电平调压方式.忽略功率管开关时间的影响， Fig.5 Startup performances at different Ka 供给电机的电压有效值)。与输入电压及占空比的关 系如下 此时，Buck变换器输出电压与逆变器输出等效电压是 不同的：在8000r·min之后，逆变器占空比恒为 = VDD,(nna+△n). 器输出电压与逆变器输出的等效电压相同 式中，D为Buck变换器占空比，D为逆变器占空比，n 100 -学-100 为实际转速，n为调压方式切换的转速基准值，△n是 一Buck输出电压 ·逆变器输出电压 滞环控制的阈值，当转速由低到高时调压方式切换点 -★-Buck占空比 80 为na+△n,当转速由高到低时，调压方式切换点为 平-逆变器占空比 760 na-△n. 从式(1)可以看出，双电平启动阶段要给电机提 40 供同样的电压有效值，D,和D,可以有多种不同的组 20 20 合.因此，设低速阶段两个占空比的比值为 ,ne(0,1,De(0,1小 K=D (2) 4000 8000120001600020000 转速rmin少 为了选择最佳的占空比组合，本驱动器以文献 图6启动阶段电压调节过程 [19]所提半闭环启动法为启动方案，在保证供给空压 Fig.6 Voltage regulation process for the startup stage 机相同的有效电压的条件下改变占空比比值K,通过 为了对比不同启动方式对电机启动效率的影响， 驱动器控制器局域网络通讯接口输出反电动势信号稳 采用直接脉冲宽度调制启动和双电平启动(K,=0.5) 定时的最低转速，实验测得的结果如图5，曲线上方为 进行实验.实验中使空压机在相同的时间内从静止加 反电动势信号稳定的区域，曲线下方为反电动势信号 速至10000r~min,从电机三相输入端测量功率并积 不稳定的区域。从图中可以看出，占空比比值K为 分，得到该阶段输入到电机内的有效功，实验中Buck 0.5时反电动势信号稳定时的最低转速最小，说明此 变换器及逆变器斩波均采用16kHz的斩波频率，得到 时最容易得到稳定的反电动势信号.因此，启动及低 的不同母线电压下的实验结果如图7所示.从图中可 速运行过程中按照D,:D:=1:2进行双电平调压，当转 以看出，采用直接脉冲宽度调制启动所需要的输人功 速超过na+△n后切换到Buck变换器单电平调压 大于双电平启动方式，说明了直接脉冲宽度调制启动 方式. 效率低于双电平启动，这主要是因为直接脉冲宽度调 以K为0.5，启动电压为400V,na为7000r· 制：(1)启动阶段占空比极低，启动电压控制不准确， minl,△n为1000r·min1进行启动实验，分别提取启难以尽快切换到正常反电动势运行：(2)高压直接斩 动过程中Buck变换器的占空比和输出电压，以及三相 波，造成的电流谐波幅值较大，造成的涡流损耗也比较 逆变器处的占空比和逆变器输出的等效电压，实验结严重.而双电平启动方式通过两级斩波，可以使每级 果如图6所示，其中实线代表输出的等效电压，虚线代 斩波的占空比均处于正常范围，保证了启动电压的稳 表对应的占空比.从图中可以看出，在8000rmin'之 定性，同时，供给逆变器的直流电压已经经过一次降 前采用双电平调压，Buck变换器与逆变器同时斩波， 压，此时逆变器处斩波在定子绕组中引起的电流谐波
工程科学学报,第 39 卷,第 10 期 2郾 2 双电平启动策略 超高速永磁无刷电机控制存在的一个重要难题就 是启动阶段电压及电流的控制. 因为超高速电机低内 阻和低电感的特点,绕组电压及电流控制难度较大,尤 其在低速时所需的电压很低,理论上需要很低的占空 比. 以 100000 r·min - 1电机为例,在低转速时所需的占 空比低于 10% ,但是,对于斩波控制,当占空比低于 10% 时其效率以及输出电压的质量均会明显降低,因 此仅仅通过一级斩波(逆变器处斩波或者 Buck 变换 器斩波)难以达到理想的启动效果. 为了解决该问题, 本驱动器在启动及低速阶段采用 Buck 与逆变器共同 调压的双电平启动方式,中高速阶段则采用仅 Buck 调 压的单电平调压方式. 忽略功率管开关时间的影响, 供给电机的电压有效值 V寛m 与输入电压及占空比的关 系如下 V寛m = Vi·Db·Di, (n nset + 驻n)郾 (1) 式中,Db为 Buck 变换器占空比,Di为逆变器占空比,n 为实际转速,nset为调压方式切换的转速基准值,驻n 是 滞环控制的阈值,当转速由低到高时调压方式切换点 为 nset + 驻n,当转速由高到低时,调压方式切换点为 nset - 驻n. 从式(1)可以看出,双电平启动阶段要给电机提 供同样的电压有效值,Db 和 Di 可以有多种不同的组 合. 因此,设低速阶段两个占空比的比值为 Kd = Db Di ,Db沂(0,1],Di沂(0,1]. (2) 为了选择最佳的占空比组合,本驱动器以文献 [19]所提半闭环启动法为启动方案,在保证供给空压 机相同的有效电压的条件下改变占空比比值 Kd ,通过 驱动器控制器局域网络通讯接口输出反电动势信号稳 定时的最低转速,实验测得的结果如图 5,曲线上方为 反电动势信号稳定的区域,曲线下方为反电动势信号 不稳定的区域. 从图中可以看出,占空比比值 Kd 为 0郾 5 时反电动势信号稳定时的最低转速最小,说明此 时最容易得到稳定的反电动势信号. 因此,启动及低 速运行过程中按照 Db 颐 Di = 1颐 2进行双电平调压,当转 速超过 nset + 驻n 后切换到 Buck 变换器单电平调压 方式. 以 Kd 为 0郾 5, 启动电压为 400 V, nset 为 7000 r· min - 1 ,驻n 为 1000 r·min - 1 进行启动实验,分别提取启 动过程中 Buck 变换器的占空比和输出电压,以及三相 逆变器处的占空比和逆变器输出的等效电压,实验结 果如图 6 所示,其中实线代表输出的等效电压,虚线代 表对应的占空比. 从图中可以看出,在 8000 r·min - 1之 前采用双电平调压,Buck 变换器与逆变器同时斩波, 图 5 不同 Kd下的启动效果 Fig. 5 Startup performances at different Kd 此时,Buck 变换器输出电压与逆变器输出等效电压是 不同的; 在 8000 r·min - 1 之 后, 逆 变 器 占 空 比 恒 为 100% ,此时由双电平调压变为单电平调压,Buck 变换 器输出电压与逆变器输出的等效电压相同. 图 6 启动阶段电压调节过程 Fig. 6 Voltage regulation process for the startup stage 为了对比不同启动方式对电机启动效率的影响, 采用直接脉冲宽度调制启动和双电平启动(Kd = 0郾 5) 进行实验. 实验中使空压机在相同的时间内从静止加 速至 10000 r·min - 1 ,从电机三相输入端测量功率并积 分,得到该阶段输入到电机内的有效功,实验中 Buck 变换器及逆变器斩波均采用 16 kHz 的斩波频率,得到 的不同母线电压下的实验结果如图 7 所示. 从图中可 以看出,采用直接脉冲宽度调制启动所需要的输入功 大于双电平启动方式,说明了直接脉冲宽度调制启动 效率低于双电平启动,这主要是因为直接脉冲宽度调 制:(1)启动阶段占空比极低,启动电压控制不准确, 难以尽快切换到正常反电动势运行; (2)高压直接斩 波,造成的电流谐波幅值较大,造成的涡流损耗也比较 严重. 而双电平启动方式通过两级斩波,可以使每级 斩波的占空比均处于正常范围,保证了启动电压的稳 定性,同时,供给逆变器的直流电压已经经过一次降 压,此时逆变器处斩波在定子绕组中引起的电流谐波 ·1568·
张前等：车载超高速永磁无刷电机驱动器 ·1569· 相对较小.本研究利用方波驱动特有的拓扑结构，在 启动阶段采用双电平启动，保证了方波驱动在启动阶 段效率高于脉冲宽度调制驱动. 400 一。一直接PWM 。一双电平 380 360 320 下C4 300 GND GND 282950275300325350375400425450 图8反电动势过零点检测电路 母线电压/W Fig.8 Circuit for back EMF zero-crossing point detection 图7启动阶段能量消耗对比 组成的分压滤波电路在高速时引起的反电动势过零点 Fig.7 Power cost comparison of startup stages 相位延时会超过30°，普遍采用的30°相位延时法在高 2.3换相位置检测 速时无法使用，因此采用反电动势过零点相位延时 反电动势信号检测电路如图8所示，R1一R6为反 90°的方法.从滤除干扰信号角度来看，滤波电容越大 电动势分压电阻，其值表示为R,一R。,C1、C2和C3为 越好，但是必须注意到，加入滤波电容以后，分压电路 滤波电容，其值表示为C,、C,和C,R7、R8和R9为运 的分压比从R,/R变为- R2 算用电阻，S、S和S为比较后输出的三相反电动势信 (2C,RR)2+(R,+R,)' 号.本驱动器采用反电动势过零点比较电路提取反电 因此过大的电容仍会导致难以检测到稳定的反电动势 动势信号，反电动势端电压V,、V和V经分压滤波以 信号.结合上述分析以及实验结果，滤波电容取值为2 后输入到电压比较器的反向输入端，N点为虚拟中性 ~3倍C时，既可以保证反电动势信号稳定，又可以 点，与正向输入端相连.电容C4用于滤除虚拟中性点 较好的滤除钳位电压的干扰 N中含有的高次谐波.其中，电阻R1、R2和C1(R3、 反电动势信号检测存在的另一问题是：滤波电容 R4、C2或R5、R6、C3)构成的分压滤波电路是该部分 取值为2~3倍C时，分压滤波电路引起的相位延时 设计的关键，以V,路反电动势处理电路为例，分压电 在工作区间内随转速存在明显变化.随转速增加，分 路部分设计需要达到的目标有：(1)在尽可能低的转 压滤波电路引起的相位延时角处于由0°向90°变化的 速下检测到稳定的反电动势信号；(2)在所有运行条 过程，因此必须通过软件延时将其换相延时角补偿到 件下保证分压滤波以后的电压在电压比较器可以承受 90°，外加补偿角为 的电压范围内 2TfR R2C a=90°-arctan (3) 上述两目标对分压比R,/R,的要求是截然相反 R1+R2 的，目标(1)要求分压比尽可能小，这样有利于在较低 转速下获得准确的反电动势：目标(2)要求分压比必 须大于一定阈值，保证在最高转速下，分压滤波后得到 70 的电压依然在电压比较器承受范围内.根据上述两目 200 标，分压比可以初步选定为满足目标(2)的最小分 100 压比. 如图9所示为相电流及相反电动势仿真波形，高 2 时间ms 速带载时，由于电流较大，电机换相的续流时间变长， 图9100000r·min1带载仿真波形 从而导致钳位电压持续时间变长.R1、2和C1构成 Fig.9 Simulation results at 100000 r.min-with load 的分压滤波电路需要保证在所有工况下均可以滤除钳 位电压的干扰.通过仿真可以得到保证反电动势检测 上文所述分压滤波电路所造成的相位延时是由于 电路有效滤除钳位电压干扰的最小电容值为C·由 滤波引起的，结合补偿公式(3)可以使换相位置处于 于超高速电机转速范围跨度较大，由C与分压电路 反电势过零点延时90°位置.该方法在小功率情况下
张 前等: 车载超高速永磁无刷电机驱动器 相对较小. 本研究利用方波驱动特有的拓扑结构,在 启动阶段采用双电平启动,保证了方波驱动在启动阶 段效率高于脉冲宽度调制驱动. 图 7 启动阶段能量消耗对比 Fig. 7 Power cost comparison of startup stages 2郾 3 换相位置检测 反电动势信号检测电路如图 8 所示,R1—R6 为反 电动势分压电阻,其值表示为 R1—R6 ,C1、C2 和 C3 为 滤波电容,其值表示为 C1 、C2和 C3 ,R7、R8 和 R9 为运 算用电阻,Sa、Sb和 Sc为比较后输出的三相反电动势信 号. 本驱动器采用反电动势过零点比较电路提取反电 动势信号,反电动势端电压 Va、Vb和 Vc经分压滤波以 后输入到电压比较器的反向输入端,N 点为虚拟中性 点,与正向输入端相连. 电容 C4 用于滤除虚拟中性点 N 中含有的高次谐波. 其中,电阻 R1、R2 和 C1(R3、 R4、C2 或 R5、R6、C3)构成的分压滤波电路是该部分 设计的关键,以 Va路反电动势处理电路为例,分压电 路部分设计需要达到的目标有:(1) 在尽可能低的转 速下检测到稳定的反电动势信号;(2) 在所有运行条 件下保证分压滤波以后的电压在电压比较器可以承受 的电压范围内. 上述两目标对分压比 R1 / R2 的要求是截然相反 的,目标(1)要求分压比尽可能小,这样有利于在较低 转速下获得准确的反电动势;目标(2) 要求分压比必 须大于一定阈值,保证在最高转速下,分压滤波后得到 的电压依然在电压比较器承受范围内. 根据上述两目 标,分压比可以初步选定为满足目标(2) 的最小分 压比. 如图 9 所示为相电流及相反电动势仿真波形,高 速带载时,由于电流较大,电机换相的续流时间变长, 从而导致钳位电压持续时间变长. R1、R2 和 C1 构成 的分压滤波电路需要保证在所有工况下均可以滤除钳 位电压的干扰. 通过仿真可以得到保证反电动势检测 电路有效滤除钳位电压干扰的最小电容值为 Cmin . 由 于超高速电机转速范围跨度较大,由 Cmin与分压电路 图 8 反电动势过零点检测电路 Fig. 8 Circuit for back EMF zero鄄crossing point detection 组成的分压滤波电路在高速时引起的反电动势过零点 相位延时会超过 30毅,普遍采用的 30毅相位延时法在高 速时无法使用,因此采用反电动势过零点相位延时 90毅的方法. 从滤除干扰信号角度来看,滤波电容越大 越好,但是必须注意到,加入滤波电容以后,分压电路 的分压比从 R1 / R2变为 R2 (2仔fC1R1R2 ) 2 + (R1 + R2 ) 2 , 因此过大的电容仍会导致难以检测到稳定的反电动势 信号. 结合上述分析以及实验结果,滤波电容取值为 2 ~ 3 倍 Cmin时,既可以保证反电动势信号稳定,又可以 较好的滤除钳位电压的干扰. 反电动势信号检测存在的另一问题是:滤波电容 取值为 2 ~ 3 倍 Cmin时,分压滤波电路引起的相位延时 在工作区间内随转速存在明显变化. 随转速增加,分 压滤波电路引起的相位延时角处于由 0毅向 90毅变化的 过程,因此必须通过软件延时将其换相延时角补偿到 90毅,外加补偿角为 琢 = 90毅 - arctan 2仔fR1R2C1 R1 + R2 郾 (3) 图 9 100000 r·min - 1带载仿真波形 Fig. 9 Simulation results at 100000 r·min - 1 with load 上文所述分压滤波电路所造成的相位延时是由于 滤波引起的,结合补偿公式(3) 可以使换相位置处于 反电势过零点延时 90毅位置. 该方法在小功率情况下 ·1569·
·1570· 工程科学学报，第39卷，第10期 可以保证换相位置的准确性，但是随着转速的升高和 0.95 负载的增加，换相期间二极管续流引起的相位偏移越 ·一功率因数（补偿前 0.90 一。一功率因数补偿后) 来越明显.图10所示为100000r·min1带载仿真结 0.85 果，上半部分为原始的单相对地端电压波形，下半部分 为端电压分压滤波后的结果.图中”，代表实际端电压 0.80 分压滤波后的波形；”，表示续流引起的钳位电压分压 0.75 滤波以后的波形，“.代表无钳位电压干扰的端电压分 0.70 压滤波后的波形.从分压滤波后的反电动势波形可以 0.65 看出，由于续流干扰信号的存在，实际反电动势的过零 点超前于理想反电动势的过零点，且该超前角随着续 0.68000200030000400050060000700080000 转速/(r·min) 流时间的增加而增加，因而在高速重载下该偏移量是 图11补偿前后功率因数对比 不可忽略的 Fig.11 Comparison of power factors before and after compensation 若将二极管续流引起的干扰信号近似等效为阶跃 信号，可以近似求得换相续流引起的相位偏移角6 转速的目标，驱动器采用前置Bu©k变换器调压方式调 如下20， 节母线电压，功率电路拓扑结构如图12所示.其中功 率开关T的开关频率F,、电感L1的感值L,和电容C2 6=arctan △u1c0s(30°-0.58) △u.-△u,sin(30°-0.58)J (4) 的容值C,共同构成一种近似于雷达图的关系，其面积 其中，8为续流角度，△u为u交流分量，△山为u交流 则代表Buck变换器的滤波效果，如图13所示.忽略 分量. 功率开关的压降，滤波电感的计算公式为2] 由于通过上述公式在控制程序中实时计算相位偏 V.(V-V.) (5) 移角进行补偿会耗费大量CPU运算资源，因此通过公 L=VIRFT 式(4)建立换相位置补偿角度与电流和转速的关系表 式中，I为电感中的脉动电流.以本文所开发驱动器 格.电机运行时根据当前电流及转速，通过查表得到 为例，额定电流50A,输入电压V为400V,输出电压V 对应的换相位置补偿角，以实现精确换相. 为250V,脉动电流I.为25%的额定电流值，斩波频率 为16kHz进行计算，可得到电感L为470μH. 200 D2 线100 =21 MOTOR 时间ms 图10续流引起的过零点相位偏移 Fig.10 Phase shift of zero-crossing points caused by following cur- rents 图12功率回路电路图 Fig.12 Schematic of the power circuit 图11所示为补偿二极管续流引起的相位偏移前 后功率因数的对比，从实验结果可以看出，在低速轻载 时，补偿前后功率因数差别不大，这是因为在此时，二 极管续流时间很短，引起的相位偏移较小，但是在高速 重载下，补偿前后功率因数存在较大差异.在常用工 作区间60000~80000rmin时，通过该方法补偿续 流引起的零点偏移后，功率因数可以提高3%左右， 因而可以看出，在重载情况下，对二极管续流引起的 相位偏移进行补偿对于提高驱动器的效率是非常重 图13Buck变换器参数雷达图 Fig.13 Radar map for the Buck converter parameters 要的. 2.4滤波电感设计 之所以对电感进行专门设计是因为在一般应用场 为了实现既要输入无斩波的方波电压，又要调节 合，作为Bu©k变换器的电感都是优先取较大值，并且
工程科学学报,第 39 卷,第 10 期 可以保证换相位置的准确性,但是随着转速的升高和 负载的增加,换相期间二极管续流引起的相位偏移越 来越明显. 图 10 所示为 100000 r·min - 1 带载仿真结 果,上半部分为原始的单相对地端电压波形,下半部分 为端电压分压滤波后的结果. 图中 ut代表实际端电压 分压滤波后的波形;uI表示续流引起的钳位电压分压 滤波以后的波形,ue代表无钳位电压干扰的端电压分 压滤波后的波形. 从分压滤波后的反电动势波形可以 看出,由于续流干扰信号的存在,实际反电动势的过零 点超前于理想反电动势的过零点,且该超前角随着续 流时间的增加而增加,因而在高速重载下该偏移量是 不可忽略的. 若将二极管续流引起的干扰信号近似等效为阶跃 信号,可以近似求得换相续流引起的相位偏移角 兹 如下[20] : 兹 = arctan [ 驻uI cos (30毅 - 0郾 5啄) 驻ue - 驻uI sin (30毅 - 0郾 5啄 ] ) 郾 (4) 其中,啄 为续流角度,驻ue为 ue交流分量,驻uI为 uI交流 分量. 由于通过上述公式在控制程序中实时计算相位偏 移角进行补偿会耗费大量 CPU 运算资源,因此通过公 式(4)建立换相位置补偿角度与电流和转速的关系表 格. 电机运行时根据当前电流及转速,通过查表得到 对应的换相位置补偿角,以实现精确换相. 图 10 续流引起的过零点相位偏移 Fig. 10 Phase shift of zero鄄crossing points caused by following cur鄄 rents 图 11 所示为补偿二极管续流引起的相位偏移前 后功率因数的对比,从实验结果可以看出,在低速轻载 时,补偿前后功率因数差别不大,这是因为在此时,二 极管续流时间很短,引起的相位偏移较小,但是在高速 重载下,补偿前后功率因数存在较大差异. 在常用工 作区间 60000 ~ 80000 r·min - 1时,通过该方法补偿续 流引起的零点偏移后,功率因数可以提高 3% 左右, 因而可以看出,在重载情况下,对二极管续流引起的 相位偏移进行补偿对于提高驱动器的效率是非常重 要的. 2郾 4 滤波电感设计 为了实现既要输入无斩波的方波电压,又要调节 图 11 补偿前后功率因数对比 Fig. 11 Comparison of power factors before and after compensation 转速的目标,驱动器采用前置 Buck 变换器调压方式调 节母线电压,功率电路拓扑结构如图 12 所示. 其中功 率开关 T 的开关频率 FT 、电感 L1 的感值 L1和电容 C2 的容值 C2共同构成一种近似于雷达图的关系,其面积 则代表 Buck 变换器的滤波效果,如图 13 所示. 忽略 功率开关的压降,滤波电感的计算公式为[21] L1 = Vo(Vi - Vo) Vi IR FT 郾 (5) 式中,IR为电感中的脉动电流. 以本文所开发驱动器 为例,额定电流 50 A,输入电压 Vi为 400 V,输出电压 Vo 为 250 V,脉动电流 IR为 25% 的额定电流值,斩波频率 为 16 kHz 进行计算,可得到电感 L1为 470 滋H. 图 12 功率回路电路图 Fig. 12 Schematic of the power circuit 图 13 Buck 变换器参数雷达图 Fig. 13 Radar map for the Buck converter parameters 之所以对电感进行专门设计是因为在一般应用场 合,作为 Buck 变换器的电感都是优先取较大值,并且 ·1570·
张前等：车载超高速永磁无刷电机驱动器 ·1571· 对体积不作特殊限制，因而导致电感器的体积非常庞 107(H·m),4为相对磁导率，A为磁环有效截面积， 大.对于车载驱动器的特殊使用环境，在电感设计时 为有效磁路长度.由式(6)可知，在相同的磁环尺寸、 需要尽可能地减小其体积，而减小体积带来的问题就 材料及工作电流下，“值越小，产生的最大磁感应强度 是工作中最大磁感应强度的增加.因此在减小电感体 越小，但是μ值减小会引起绕线圈数的增加，过小的μ 积时必须保证最大的磁感应强度小于饱和磁感应强 值会造成绕线空间的不足，因此，应该在电感制作工艺 度.综合考虑饱和磁感应强度、磁芯损耗、成本等因 允许的情况下选择相对磁导率较小的磁环（同种材料 素，选择铁硅铝作为电感的磁芯材料. 制成的磁环，其相对磁导率的变化是通过改变加工工 为了尽可能减小电感的体积且保证工作时磁芯材 艺实现的) 料中的磁感应强度不超出正常工作区间，需要保证工 经过优化设计后，Buck变换器输出电压和电流波 作中最大磁感应强度小于相应材料的饱和磁感应强 形如图14，其中母线电压为Buck变换器输出的电压， 度.由文献[21]可知， 母线电流为Buck变换器输出的电流，相电流为电机单 相电流.通过Bu©k电流调压后，输出到电机的电压和 = Is√loul (6) A 电流中均不含斩波引起的高频波动，因此可以极大程 式中，I为工作时峰值电流，L为电感值，4。为4T× 度的减小电机内的涡流损耗. Main:125 k 5m3 母线电压(20) 一母线电流(50A行 Y 柑电流50A) Zooml:11.5 k 4601us 图14Buk变换器输出特性分析（图中数据为每格对应的数值） Fig.14 Export analysis of the Buck converter (The data in the figure present the corresponding value for each cell) 方波驱动通过使用Buk变换器，极大地减小了电以看出，一个换相周期内，电流变化比较平滑，只在换 机内部的电流谐波，但是Buck变换器不可避免地会引 相时会有换相引起的电流变化.脉冲宽度调制驱动电 起额外的损耗，其中滤波用的功率电感是Bu©k变换器 流波形如图15(b),从其上半窗口可以看出，在采样区 损耗的重要组成部分，本节通过对电感的优化设计，使 间内，各个周期的电流幅值波动较大，最大时可达90A 得该Bu©k变换器可以以较小的体积，较低的损耗实现 以上，远高于方波驱动时的50A:从其下半窗口可以看 所期望的滤波效果 出，在换相周期内电流存在由斩波引起的剧烈电流波 3实验及仿真分析 动.图15中2ms和200s分别为图中每格对应的 数值. 3.1波形分析 对于方波驱动，电流谐波主要是由换相引起的，而 为了展示该驱动器的控制效果并进一步验证该驱 对于脉冲宽度调制驱动，还存在斩波引起的谐波.图 动方案对于减小定转子涡流损耗的作用，本文将方波 16为两种驱动方式80000r·mim时电流波形频谱分 驱动与脉冲宽度调制驱动进行对比.方波驱动中Buk 析得到的谐波成分的对比，从图中可以看出，脉冲宽度 变换器以及脉冲宽度调制驱动的斩波频率均设为16 调制驱动的基频大于方波驱动，这与图15中脉冲宽度 kHz. 调制驱动的电流幅值大于方波驱动的电流幅值相吻 方波驱动器80000rmin电流波形如图15(a), 合.两种驱动方式均存在较明显的高次谐波，各次谐 从其上半窗口可以看出，在采样区间内，各个周期的电 波的大小略有差异，并无明显的规律可循.但是如果 流幅值相对比较稳定，为50A左右：从其下半窗口可 将噪声进行对比可以发现，由于斩波的影响，脉冲宽度
张 前等: 车载超高速永磁无刷电机驱动器 对体积不作特殊限制,因而导致电感器的体积非常庞 大. 对于车载驱动器的特殊使用环境,在电感设计时 需要尽可能地减小其体积,而减小体积带来的问题就 是工作中最大磁感应强度的增加. 因此在减小电感体 积时必须保证最大的磁感应强度小于饱和磁感应强 度. 综合考虑饱和磁感应强度、磁芯损耗、成本等因 素,选择铁硅铝作为电感的磁芯材料. 为了尽可能减小电感的体积且保证工作时磁芯材 料中的磁感应强度不超出正常工作区间,需要保证工 作中最大磁感应强度小于相应材料的饱和磁感应强 度. 由文献[21]可知, Bmax = Imax 滋0滋L lA 郾 (6) 式中,Imax为工作时峰值电流,L 为电感值,滋0 为 4仔 伊 10 - 7 (H·m - 1 ),滋 为相对磁导率,A 为磁环有效截面积, l 为有效磁路长度. 由式(6)可知,在相同的磁环尺寸、 材料及工作电流下,滋 值越小,产生的最大磁感应强度 越小,但是 滋 值减小会引起绕线圈数的增加,过小的 滋 值会造成绕线空间的不足,因此,应该在电感制作工艺 允许的情况下选择相对磁导率较小的磁环(同种材料 制成的磁环,其相对磁导率的变化是通过改变加工工 艺实现的). 经过优化设计后,Buck 变换器输出电压和电流波 形如图 14,其中母线电压为 Buck 变换器输出的电压, 母线电流为 Buck 变换器输出的电流,相电流为电机单 相电流. 通过 Buck 电流调压后,输出到电机的电压和 电流中均不含斩波引起的高频波动,因此可以极大程 度的减小电机内的涡流损耗. 图 14 Buck 变换器输出特性分析(图中数据为每格对应的数值) Fig. 14 Export analysis of the Buck converter (The data in the figure present the corresponding value for each cell) 方波驱动通过使用 Buck 变换器,极大地减小了电 机内部的电流谐波,但是 Buck 变换器不可避免地会引 起额外的损耗,其中滤波用的功率电感是 Buck 变换器 损耗的重要组成部分,本节通过对电感的优化设计,使 得该 Buck 变换器可以以较小的体积,较低的损耗实现 所期望的滤波效果. 3 实验及仿真分析 3郾 1 波形分析 为了展示该驱动器的控制效果并进一步验证该驱 动方案对于减小定转子涡流损耗的作用,本文将方波 驱动与脉冲宽度调制驱动进行对比. 方波驱动中 Buck 变换器以及脉冲宽度调制驱动的斩波频率均设为 16 kHz. 方波驱动器 80000 r·min - 1电流波形如图 15( a), 从其上半窗口可以看出,在采样区间内,各个周期的电 流幅值相对比较稳定,为 50 A 左右;从其下半窗口可 以看出,一个换相周期内,电流变化比较平滑,只在换 相时会有换相引起的电流变化. 脉冲宽度调制驱动电 流波形如图 15(b),从其上半窗口可以看出,在采样区 间内,各个周期的电流幅值波动较大,最大时可达 90 A 以上,远高于方波驱动时的 50 A;从其下半窗口可以看 出,在换相周期内电流存在由斩波引起的剧烈电流波 动. 图 15 中 2 ms 和 200 滋s 分别为图中每格对应的 数值. 对于方波驱动,电流谐波主要是由换相引起的,而 对于脉冲宽度调制驱动,还存在斩波引起的谐波. 图 16 为两种驱动方式 80000 r·min - 1 时电流波形频谱分 析得到的谐波成分的对比,从图中可以看出,脉冲宽度 调制驱动的基频大于方波驱动,这与图 15 中脉冲宽度 调制驱动的电流幅值大于方波驱动的电流幅值相吻 合. 两种驱动方式均存在较明显的高次谐波,各次谐 波的大小略有差异,并无明显的规律可循. 但是如果 将噪声进行对比可以发现,由于斩波的影响,脉冲宽度 ·1571·
·1572· 工程科学学报，第39卷，第10期 120A Main:125 k 2ms 120A Main:125 k 2ms -120A -120A 120A Zoom1:12.5 k 200s 120A Zoom1:12.5 200s -1204 -120A (a (b) 图1580000r·min1电流波形.(a)方波驱动电流波形：(b)脉冲宽度调制驱动电流波形 Fig.15 Current waveforms at 80000r.min:(a)current waveform of square wave drive:(b)current waveform of PWM drive 60 b a 方波 (b) PWM (1.33kHz,29dBA) (1.33kHz.32dBA) 600 10 15 20 25 -60 10 15 30 25 频率Hz 频率kHz 图16谐波分析.(a)方波驱动谐波分析：()脉冲宽度调制驱动谐波分析 Fig.16 Harmonic analysis:(a)harmonic analysis for square wave drive;(b)harmonic analysis for PWM drive 调制驱动的噪声高于方波驱动. 在升高，不可避免地会引起损耗的增加.在三种损耗 两种驱动方式谐波成分的不同导致电枢电流在定 中，虽然转子涡流损耗占比较小，但是由于转子在电机 子铁芯和转子中引起的损耗存在较大差异，为了对比 内部，散热困难且对温升敏感，因此是超高速电机损耗 两种驱动方式引起的定子铁损、铜损和转子涡流损耗， 分析中不可或缺的一部分 本文采用Maxwell建立电机仿真模型，对两种驱动方 3.2效率分析 式下的定子铁损、铜损和转子涡流损耗进行分析，其中 为了分析驱动器的效率，采集并记录了驱动器输 脉冲宽度调制驱动的斩波频率为16kHz.图17所示为 入端及输出端的功率，其功率曲线如图18所示.其中 不同转速下两种驱动方式损耗对比，从图中可以看出， 输入功率测量位置为直流电源输出端，输出功率测量 方波驱动的三种损耗均小于脉冲宽度调制驱动，因此 位置为电机三相输入端。通过效率曲线可以看出，在 可以证明方波驱动能够显著降低电机内的损耗。对于 车载空压机常用工作区间60000~80000r·min1的效 两种驱动方式，随着转速上升，三种损耗均呈上升趋 率可达92%以上，满足开发要求.图中，通过两种驱动 势，这是由于随着转速的升高，空压机的功率和基频均 方式的效率对比可以看出，方波驱动器的效率低于脉 1000 1000 定子铜损 定子铜损 定子铁损 定子铁损 800 转子涡流损耗 800 转子涡流损耗 总损耗 总损耗 600 600 400 400 200 200 20000 40000 60000 80000 20000 40000 60000 80000 转速r·min 转速r·min 图17损耗分析.(a)方波驱动损耗分析：(b)脉冲宽度调制驱动损耗分析 Fig.17 Loss analysis:(a)loss analysis for square wave drive;(b)loss analysis for PWM drive
工程科学学报,第 39 卷,第 10 期 图 15 80000 r·min - 1电流波形 郾 (a)方波驱动电流波形;(b) 脉冲宽度调制驱动电流波形 Fig. 15 Current waveforms at 80000 r·min - 1 :(a) current waveform of square wave drive;(b)current waveform of PWM drive 图 16 谐波分析 郾 (a) 方波驱动谐波分析; (b) 脉冲宽度调制驱动谐波分析 Fig. 16 Harmonic analysis: (a) harmonic analysis for square wave drive; (b) harmonic analysis for PWM drive 调制驱动的噪声高于方波驱动. 两种驱动方式谐波成分的不同导致电枢电流在定 子铁芯和转子中引起的损耗存在较大差异,为了对比 图 17 损耗分析 郾 (a) 方波驱动损耗分析; (b) 脉冲宽度调制驱动损耗分析 Fig. 17 Loss analysis: (a) loss analysis for square wave drive; (b)loss analysis for PWM drive 两种驱动方式引起的定子铁损、铜损和转子涡流损耗, 本文采用 Maxwell 建立电机仿真模型,对两种驱动方 式下的定子铁损、铜损和转子涡流损耗进行分析,其中 脉冲宽度调制驱动的斩波频率为16 kHz. 图17 所示为 不同转速下两种驱动方式损耗对比,从图中可以看出, 方波驱动的三种损耗均小于脉冲宽度调制驱动,因此 可以证明方波驱动能够显著降低电机内的损耗. 对于 两种驱动方式,随着转速上升,三种损耗均呈上升趋 势,这是由于随着转速的升高,空压机的功率和基频均 在升高,不可避免地会引起损耗的增加. 在三种损耗 中,虽然转子涡流损耗占比较小,但是由于转子在电机 内部,散热困难且对温升敏感,因此是超高速电机损耗 分析中不可或缺的一部分. 3郾 2 效率分析 为了分析驱动器的效率,采集并记录了驱动器输 入端及输出端的功率,其功率曲线如图 18 所示. 其中 输入功率测量位置为直流电源输出端,输出功率测量 位置为电机三相输入端. 通过效率曲线可以看出,在 车载空压机常用工作区间 60000 ~ 80000 r·min - 1的效 率可达 92% 以上,满足开发要求. 图中,通过两种驱动 方式的效率对比可以看出,方波驱动器的效率低于脉 ·1572·
张前等：车载超高速永磁无刷电机驱动器 ·1573· 冲宽度调制驱动器，这意味着Buk变换器调压引起的 90r 损耗大于逆变器斩波调压的损耗.就整个空压机系统 80 ·一高频谐波损耗 ·一Buck损耗 而言，在同样转速下需要的机械功率是一定的，驱动器 70 ·一驱动器损耗差 输出的功率是机械功率和电磁损耗之和，因此，驱动器 60 输出功率越高意味着电机上产生的电磁损耗越大.从 三50 输出曲线可以看出，60000r·min以上时脉冲宽度调 40 制驱动的输出功率均大于方波驱动，这说明了脉冲宽 30 度调制驱动在电机内产生的电磁损耗较大.通过该试 20 验可以看出，脉冲宽度调制驱动方式在驱动器上产生 10 的损耗小于方波驱动，但是在电机内产生的损耗却大 1000020000300004000050000600007000080000 于方波驱动，这与图2中的实验结果相吻合 转速r·min- 图19高频谐波损耗与Buck损耗对比 7000 一方波输人 ·一PWM输人 100 Fig.19 Comparison of high-frequency harmonic and Buck losses 6000 ·一方波输出 一PWM输出 ·方波效率 -PWM效率 5000 90%最高转速的响应时间为1.5s:在10s时刻，驱动 效率 器转速控制指令由80000r·minl改变为60000r· ≥4000 85 min,从发送速度指令到初次达到设定转速的响应时 3000 80这 间为1.4s,基本可以满足车载空压机系统对动态响应 2000 输出 的要求 1000 70 100000 10002000030000400500006000700008083 10.0.80000) 80000 /(2.1.72000) 转速/r·min) 11.4.60000) 60000 图18驱动器功率及效率 40000 Fig.18 Power and efficiency of the drives 20000 (0.6,8000) 为了进一步比较两种驱动方式在电机和驱动器上 5 10 15 20 损耗的差异，对实验结果进行进一步处理.通过两驱 时间/s 动器输出到电机的功率相减即可得到脉冲宽度调制驱 图20空压机系统动态响应曲线 动下高频斩波在电机内引起的高频电流谐波损耗（简 Fig.20 Dynamic performance curve of the air compressor system 称高频谐波损耗)：方波驱动器Buck变换器输入输出 4 端功率之差即Buck调压引起的损耗(Buck损耗)，方 结论 波驱动器与脉冲宽度调制驱动器损耗的差值即为驱动 目前超高速永磁无刷电机驱动器绝大多数采用逆 器损耗差.通过上述分析得到的高频谐波损耗，Buck 变器处斩波方式进行转速和电流控制，这些控制方式 变换器损耗和驱动器损耗差如图19，从图中可以看 虽然在理论上可以模拟出理想的电流，但是由于超高 出，Buck损耗与驱动器损耗差比较接近且Buck损耗 速永磁无刷电机本体电感极小，很多场合下，现有功率 略大于驱动器损耗差：低速时脉冲宽度调制驱动引起 开关无法同时满足开关频率和功率的要求，以致调制 的高频谐波损耗与Bu©k损耗都比较小，但是随着转速 出的电流存在大量的高频谐波.因此，在现有条件下， 增加，高频谐波损耗的增加速度大于Bu©k损耗的增加 通过输入方波电压来获得相对纯净的电流以减小涡流 速度，因此，在高速下，脉冲宽度调制驱动引起的高频 损耗是一种可行的方案.本文通过设计方波驱动器并 谐波损耗大于Buck调压引起的损耗. 对其控制性能进行验证与分析，证明了该驱动器可以 通过上述一系列实验分析可以看出，方波驱动不 高效平稳地控制车载空气压缩机，并有效减小电流谐 仅会极大减小电机内部的损耗，而且整体功耗也小于 波.本文主要的研究意义在于： 脉冲宽度调制驱动，这对于解决电机转子温升问题和 (1)针对燃料电池汽车空气压缩机成功开发出一 降低定子散热压力来说是非常有意义的，同时也证明 台100000rmin1,12kW的超高速永磁无刷电机无位 了本文采用方波驱动方式的正确性 置传感器方波驱动器，通过与脉冲宽度调制驱动进行 3.3动态响应 对比实验，比较了两种驱动方式在超高速运行状态下 空压机系统动态响应曲线如图20，从实验所得动 的相电流波形、频谱分析结果、输入输出功率及损耗， 态响应曲线可看出，在启动阶段，从发送启动指令到 证明了方波驱动方式可以有效减小电流谐波，降低定 10%最高转速的响应时间为0.6s,从10%最高转速到 转子涡流损耗
张 前等: 车载超高速永磁无刷电机驱动器 冲宽度调制驱动器,这意味着 Buck 变换器调压引起的 损耗大于逆变器斩波调压的损耗. 就整个空压机系统 而言,在同样转速下需要的机械功率是一定的,驱动器 输出的功率是机械功率和电磁损耗之和,因此,驱动器 输出功率越高意味着电机上产生的电磁损耗越大. 从 输出曲线可以看出,60000 r·min - 1 以上时脉冲宽度调 制驱动的输出功率均大于方波驱动,这说明了脉冲宽 度调制驱动在电机内产生的电磁损耗较大. 通过该试 验可以看出,脉冲宽度调制驱动方式在驱动器上产生 的损耗小于方波驱动,但是在电机内产生的损耗却大 于方波驱动,这与图 2 中的实验结果相吻合. 图 18 驱动器功率及效率 Fig. 18 Power and efficiency of the drives 为了进一步比较两种驱动方式在电机和驱动器上 损耗的差异,对实验结果进行进一步处理. 通过两驱 动器输出到电机的功率相减即可得到脉冲宽度调制驱 动下高频斩波在电机内引起的高频电流谐波损耗(简 称高频谐波损耗);方波驱动器 Buck 变换器输入输出 端功率之差即 Buck 调压引起的损耗(Buck 损耗),方 波驱动器与脉冲宽度调制驱动器损耗的差值即为驱动 器损耗差. 通过上述分析得到的高频谐波损耗,Buck 变换器损耗和驱动器损耗差如图 19,从图中可以看 出,Buck 损耗与驱动器损耗差比较接近且 Buck 损耗 略大于驱动器损耗差;低速时脉冲宽度调制驱动引起 的高频谐波损耗与 Buck 损耗都比较小,但是随着转速 增加,高频谐波损耗的增加速度大于 Buck 损耗的增加 速度,因此,在高速下,脉冲宽度调制驱动引起的高频 谐波损耗大于 Buck 调压引起的损耗. 通过上述一系列实验分析可以看出,方波驱动不 仅会极大减小电机内部的损耗,而且整体功耗也小于 脉冲宽度调制驱动,这对于解决电机转子温升问题和 降低定子散热压力来说是非常有意义的,同时也证明 了本文采用方波驱动方式的正确性. 3郾 3 动态响应 空压机系统动态响应曲线如图 20,从实验所得动 态响应曲线可看出,在启动阶段,从发送启动指令到 10% 最高转速的响应时间为 0郾 6 s,从 10% 最高转速到 图 19 高频谐波损耗与 Buck 损耗对比 Fig. 19 Comparison of high鄄frequency harmonic and Buck losses 90% 最高转速的响应时间为 1郾 5 s;在 10 s 时刻,驱动 器转速控制指令 由 80000 r·min - 1 改 变 为 60000 r· min - 1 ,从发送速度指令到初次达到设定转速的响应时 间为 1郾 4 s,基本可以满足车载空压机系统对动态响应 的要求. 图 20 空压机系统动态响应曲线 Fig. 20 Dynamic performance curve of the air compressor system 4 结论 目前超高速永磁无刷电机驱动器绝大多数采用逆 变器处斩波方式进行转速和电流控制,这些控制方式 虽然在理论上可以模拟出理想的电流,但是由于超高 速永磁无刷电机本体电感极小,很多场合下,现有功率 开关无法同时满足开关频率和功率的要求,以致调制 出的电流存在大量的高频谐波. 因此,在现有条件下, 通过输入方波电压来获得相对纯净的电流以减小涡流 损耗是一种可行的方案. 本文通过设计方波驱动器并 对其控制性能进行验证与分析,证明了该驱动器可以 高效平稳地控制车载空气压缩机,并有效减小电流谐 波. 本文主要的研究意义在于: (1) 针对燃料电池汽车空气压缩机成功开发出一 台 100000 r·min - 1 ,12 kW 的超高速永磁无刷电机无位 置传感器方波驱动器,通过与脉冲宽度调制驱动进行 对比实验,比较了两种驱动方式在超高速运行状态下 的相电流波形、频谱分析结果、输入输出功率及损耗, 证明了方波驱动方式可以有效减小电流谐波,降低定 转子涡流损耗. ·1573·
·1574· 工程科学学报，第39卷，第10期 (2)通过设计专门的实验电机，首次得到了高速 realization of a pulsewidth modulator based on voltage space vec- (数万转每分钟)下脉冲宽度调制驱动与方波驱动的 tors.IEEE T Ind Appl,1988.24(1)142 转子温升特性曲线，为分析不同驱动方式下电机转子 [11]De S,Rajne M,Poosapati S,et al.Low-inductance axial flux 的涡流损耗提供了实验依据. BLDC motor drive for more electric aireraft.IET Power Electron, 2012,5(1):124 (3)采用双电平启动保证了启动阶段的稳定性， [12]Zhao L M,Ham C H,Wu T X,et al.Development of a super 提高了启动环节的效率，并首次通过实验研究找到了 high-speed permanent magnet synchronous motor(PMSM)con- 理想的占空比组合 troller and analysis of the experimental results.Syst Cybern In- (4)通过对分压滤波电路的优化设计、二极管续 fm,2005,3(1):72 流的分析和Bu©k变换器电感的优化设计，提高了驱动 [13]Zwyssig C,Duerr M,Hassler D,et al.An ultra-high-speed, 器的整体效率. 500000 rpm,1 kW electrical drive system//Power Conrersion Conference-Nagoya.Nagoya,2007:1577 [14]Noguchi T,Yamashita Y,Ibaraki S.160,000 r/min,2.7kW e- 参考文献 lectric drive of supercharger for automobiles//International Con- [1]Fouladgar J,Chauveau E.The influence of the harmonics on the ference on Power Electronics and Drires Systems.Kuala Lumpur, temperature of electrical machines.IEEE T Magn,2005,41(5): 2005:1380 1644 [15]Wu X J,Zhou B.Song F.A new control method to correct posi- [2]Gao P F,Fang J C,Han B C,et al.Analysis of rotor eddy-cur- tion phase for sensorless brushless DC motor.Trans China Elec- rent loss in high-speed permanent magnet motors.Mficromotors, trotechn Soc,2009,24(4):54 2013,46(5):5 (吴小婧，周波，宋飞.基于端电压对称的无位置传感器无 (高鹏飞，房建成.韩邦成，等.高速永磁电机的转子涡流损 刷直流电机位置信号相位校正.电工技术学报，2009,24 耗分析.微电机，2013,46(5)：5) (4):54) [3]Zhou F Z,Shen J X,Lin R G.Reduction of rotor loss in high- [16]Wang H B,Liu H P,Zhang Y,et al.Sensorless BLDC drive al- speed permanent magnet motors by design method.J Zhejiang lowing for neutral point voltage.Trans China Electrotechn Soc, Unir Eng Sci,2007,41(9):1587 2009,24(7):46 (周凤争，沈建新，林瑞光.从电机设计的角度减少高速永磁 (王华斌，刘和平，张毅，等计及中性点电压的无刷直流电 电机转子损耗。浙江大学学报（工学版），2007,41(9)： 机无位置传感器控制.电工技术学报，2009.24(7)：46) 1587) [17]LiZQ,Xia C L,Chen W.A position sensorless control strategy [4]Cavagnino A,Miotto A,Tenconi A,et al.Eddy current losses re- for BLDCM based on line back-EMF.Trans China Electrotechn duction in fractional slot concentrated winding PM generators for Soe,2010.25(7):38 more electric engine application /2011 IEEE International Con- (李志强，夏长亮，陈炜.基于线反电动势的无刷直流电机 ference on Clean Electrical Power.Ischia,2011:357 无位置传感器控制.电工技术学报，2010,25(7)：38) [5] Khomfoi S,Kinnares V,Viriya P.Influence of PWM characteris- [18]Zhang Q,Feng M.BLDC motor commutation position optimiza- tics on the core losses due to harmonic voltages in PWM fed induc- tion strategy based on bus current.J Beijing Unir Aeron Astron, tion motors//IEEE Power Engineering Society Winter Meeting. 2016,42(7):1441 Singapore,2000:365 (张前，冯明.基于母线电流的无刷直流电机换相位置优化 [6]Hoseinpour A,Ghazi R.Modified PWM technique for harmonic 策略.北京航空航天大学学报，2016,42(7)：1441) reduction.ISRN Electr,2012,2012:917897 [19]Zhang Q,Feng M.Semi-close-loop startup method for sensorless [7]Caricchi F,Crescimbini F,Di Napoli A.20kW water-cooled pro- ultra-high-speed permanent magnet brushless motor.Electr Mach totype of a buck-hoost bidirectional DC-DC converter topology for Contrl,2016,20(10):46 electrical vehicle motor drives /Proceedings 1995 Tenth Annual (张前，冯明.超高速永磁无刷电机无位置传感器半闭环启 Applied Pouer Electronics Conference and Exposition.Dallas, 动法.电机与控制学报，2016,20(10)：46) 1995:887 [20]Yang M,Liu J,Xu DG.Analysis and compensation of commu- [8]Zou J B,Li J J,Xu Y X,et al.Influences of drive strategies on tated current freewheeling for sensorless brushless DC motor un- the loss of permanent magnet brushless direct current motor.Trans der heavy-load condition.Proc Chin Soc Elect Eng,2013,33 China Electrotechn Soc,2011,26(9):43 (30):106 (邹继斌，李建军，徐永向，等.驱动方式对永磁无刷直流电 (杨明，刘杰，徐殿国.重载条件下无刷直流电机无位置传 机损耗的影响.电工技术学报，2011,26(9)：43) 感器驱动换相续流影响的分析及其补偿.中国电机工程学 [9]Zhao NN,Liu W G.Zhu Z Q.Losses and thermal analysis of 报，2013,33(30)：106) permanent magnet brushless motor under different drive modes. [21]Zhao X K.Practical Manual of Power Technology-Magnetic Electr Mach Contrl,2013,17(9):92 Components.Shenyang:Liaoning Science and Teehnology Press, (赵南南，刘卫国，Zhu Z Q.不同驱动方式下永磁无刷电动 2002 机损耗及热场研究.电机与控制学报，2013,17(9)：92) (赵修科.实用电源技术手册—磁性元器件分册.沈阳： [10]Van Der Broeck H W,Skudelny H C,Stanke G V.Analysis and 辽宁科学技术出版社，2002)
工程科学学报,第 39 卷,第 10 期 (2) 通过设计专门的实验电机,首次得到了高速 (数万转每分钟) 下脉冲宽度调制驱动与方波驱动的 转子温升特性曲线,为分析不同驱动方式下电机转子 的涡流损耗提供了实验依据. (3) 采用双电平启动保证了启动阶段的稳定性, 提高了启动环节的效率,并首次通过实验研究找到了 理想的占空比组合. (4)通过对分压滤波电路的优化设计、二极管续 流的分析和 Buck 变换器电感的优化设计,提高了驱动 器的整体效率. 参 考 文 献 [1] Fouladgar J, Chauveau E. The influence of the harmonics on the temperature of electrical machines. IEEE T Magn, 2005, 41(5): 1644 [2] Gao P F, Fang J C, Han B C, et al. Analysis of rotor eddy鄄cur鄄 rent loss in high鄄speed permanent magnet motors. Micromotors, 2013, 46(5): 5 (高鹏飞, 房建成, 韩邦成, 等. 高速永磁电机的转子涡流损 耗分析. 微电机, 2013, 46(5): 5) [3] Zhou F Z, Shen J X, Lin R G. Reduction of rotor loss in high鄄 speed permanent magnet motors by design method. J Zhejiang Univ Eng Sci, 2007, 41(9): 1587 (周凤争, 沈建新, 林瑞光. 从电机设计的角度减少高速永磁 电机转子损耗. 浙江大学学报 ( 工学版), 2007, 41 ( 9 ): 1587) [4] Cavagnino A, Miotto A, Tenconi A, et al. Eddy current losses re鄄 duction in fractional slot concentrated winding PM generators for more electric engine application / / 2011 IEEE International Con鄄 ference on Clean Electrical Power. Ischia, 2011: 357 [5] Khomfoi S, Kinnares V, Viriya P. Influence of PWM characteris鄄 tics on the core losses due to harmonic voltages in PWM fed induc鄄 tion motors / / IEEE Power Engineering Society Winter Meeting. Singapore, 2000: 365 [6] Hoseinpour A, Ghazi R. Modified PWM technique for harmonic reduction. ISRN Electr, 2012, 2012: 917897 [7] Caricchi F, Crescimbini F, Di Napoli A. 20 kW water鄄cooled pro鄄 totype of a buck鄄boost bidirectional DC鄄DC converter topology for electrical vehicle motor drives / / Proceedings 1995 Tenth Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition. Dallas, 1995: 887 [8] Zou J B, Li J J, Xu Y X, et al. Influences of drive strategies on the loss of permanent magnet brushless direct current motor. Trans China Electrotechn Soc, 2011, 26(9): 43 (邹继斌, 李建军, 徐永向, 等. 驱动方式对永磁无刷直流电 机损耗的影响. 电工技术学报, 2011, 26(9): 43) [9] Zhao N N, Liu W G, Zhu Z Q. Losses and thermal analysis of permanent magnet brushless motor under different drive modes. Electr Mach Contrl, 2013, 17(9): 92 (赵南南, 刘卫国, Zhu Z Q. 不同驱动方式下永磁无刷电动 机损耗及热场研究. 电机与控制学报, 2013, 17(9): 92) [10] Van Der Broeck H W, Skudelny H C, Stanke G V. Analysis and realization of a pulsewidth modulator based on voltage space vec鄄 tors. IEEE T Ind Appl, 1988, 24(1): 142 [11] De S, Rajne M, Poosapati S, et al. Low鄄inductance axial flux BLDC motor drive for more electric aircraft. IET Power Electron, 2012, 5(1): 124 [12] Zhao L M, Ham C H, Wu T X, et al. Development of a super high鄄speed permanent magnet synchronous motor ( PMSM) con鄄 troller and analysis of the experimental results. Syst Cybern In鄄 form, 2005, 3(1): 72 [13] Zwyssig C, Duerr M, Hassler D, et al. An ultra鄄high鄄speed, 500000 rpm, 1 kW electrical drive system / / Power Conversion Conference鄄Nagoya. Nagoya, 2007: 1577 [14] Noguchi T, Yamashita Y, Ibaraki S. 160,000 r/ min, 2郾 7 kW e鄄 lectric drive of supercharger for automobiles / / International Con鄄 ference on Power Electronics and Drives Systems. Kuala Lumpur, 2005: 1380 [15] Wu X J, Zhou B, Song F. A new control method to correct posi鄄 tion phase for sensorless brushless DC motor. Trans China Elec鄄 trotechn Soc, 2009, 24(4): 54 (吴小婧, 周波, 宋飞. 基于端电压对称的无位置传感器无 刷直流电机位置信号相位校正. 电工技术学报, 2009, 24 (4): 54) [16] Wang H B, Liu H P, Zhang Y, et al. Sensorless BLDC drive al鄄 lowing for neutral point voltage. Trans China Electrotechn Soc, 2009, 24(7): 46 (王华斌, 刘和平, 张毅, 等. 计及中性点电压的无刷直流电 机无位置传感器控制. 电工技术学报, 2009, 24(7): 46) [17] Li Z Q, Xia C L, Chen W. A position sensorless control strategy for BLDCM based on line back鄄EMF. Trans China Electrotechn Soc, 2010, 25(7): 38 (李志强, 夏长亮, 陈炜. 基于线反电动势的无刷直流电机 无位置传感器控制. 电工技术学报, 2010, 25(7): 38) [18] Zhang Q, Feng M. BLDC motor commutation position optimiza鄄 tion strategy based on bus current. J Beijing Univ Aeron Astron, 2016, 42(7): 1441 (张前, 冯明. 基于母线电流的无刷直流电机换相位置优化 策略. 北京航空航天大学学报, 2016, 42(7): 1441) [19] Zhang Q, Feng M. Semi鄄close鄄loop startup method for sensorless ultra鄄high鄄speed permanent magnet brushless motor. Electr Mach Contrl, 2016, 20(10): 46 (张前, 冯明. 超高速永磁无刷电机无位置传感器半闭环启 动法. 电机与控制学报, 2016, 20(10): 46) [20] Yang M, Liu J, Xu D G. Analysis and compensation of commu鄄 tated current freewheeling for sensorless brushless DC motor un鄄 der heavy鄄load condition. Proc Chin Soc Elect Eng, 2013, 33 (30): 106 (杨明, 刘杰, 徐殿国. 重载条件下无刷直流电机无位置传 感器驱动换相续流影响的分析及其补偿. 中国电机工程学 报, 2013, 33(30): 106) [21] Zhao X K. Practical Manual of Power Technology———Magnetic Components. Shenyang: Liaoning Science and Technology Press, 2002 (赵修科. 实用电源技术手册———磁性元器件分册. 沈阳: 辽宁科学技术出版社, 2002) ·1574·
