维普黄讯http://www.cqvip.com 第8期 唐长文：电感电容压控振荡器调谐曲线的时域分析 1471 电路（图7）在IsMC0.35m1P4M3.3V逻辑工艺上实 现，该电路的芯片照片如图8所示，大多数工艺厂 SUE 商，尤其是数字工艺，不提供累积型MOS管模型，为 R(5.280hm) Lg(2.05nH) 了解决SPICE瞬态仿真的问题，我们采用BSM3V3 D+ 0 W 000 ● 模型的子电路来等效累积型MOS可变电容6)（图 n-well p-8u的 9).因为累积型NMOS是实现在N阱中，其电容工作 Cpm(85.2F) Cpm(84.2 在累积区和耗尽区两个区域.普通的NMOS不能够 R R-b1(0.7510hm) 实现电容值在累积区和耗尽区两个区域之间变化， SUB R(1.I5Ohm) 因此选用一个PMOS管作为可变电的主体，橱极与村 SUBO 底电容C作为可变电容值. 因为累积型MOS管可变电容不会形成反型沟 图9累积型MOS可变电容子电路模型 图10片上螺旋电感等效π模型 道，为了使普通的PMOS管具有与累积型NMOS管相 修改PMOS管的BSM3V3模型来解决这个问题，另外一方面 由于BSM3V3模型的仿真收敛性要求交叠电容不能为零，实 10nH L2 际上我们将PMOS管的参数CGD0和CGSO减小到一个可以 20pf 忽略的值.（譬如如诚小为1/10倍）. p 累积型NMOS管品质因数Q反比于2，所以采用最小沟 00/0.35 4000.35 L0-2L 道长度(0.35m),其宽长比为1200m/0.35m.可变电容版图 50/03 0Q020 500.33 实现采用全差分叉指结构布局，两边可变电容的栅极交叉排 12000.35 1200/0.35 Mn6 列，不形成源漏内插结构，这样可以进一步降低交叠寄生电 容，谐振电感0是采用片上对称差分结构螺旋电感.我们采 C0-C CO-C 1600.35 1600.35 用M2-M3-M4三层金属并联来降低串联电阻.而使用M1金 Mn2 属连接分段的N阱形成电场地隔离屏蔽层来提高电感在2~ 3GHz频率范围的Q值，在2.8CHz频率工作点上，Q值最大 C3 20pf 为5.片上电感的等效π模型（图10）参数在ASTC软件中 提取得到. 交叉耦合的PMOS对管和NMOS对管的跨导选择使得谐 C310p 振波形的直流电平位于Va2.一方面这样可以使得谐振电压 图7互补、交叉耦合型负阻结构的电感电容压控振荡器 有尽量大的振幅；另一方面可以保证压控电压范围很大，从而 域小压控增益系数，提高振酱器的相位噪声性能.为了使 得交叉耦合MOS管产生的负阻更大一些，Mnl-Mn2,柳l- 柳2管的栅长都选择最小尺寸0.35m.我们采用了开稀输出 的缓冲器作为输出级，在片外使用Bias-T电路进行电流偏置. 开漏输出的缓冲器MOS管Mn5-Mn6的宽度选择一个比较小 的值(50m),以降低寄生电容.Mn3-Mn4是镜像电流源，其栅 长取得大一些(0.8m),降低沟道调制效应. 片上电感L1和电容C1组成的电感电容谐振回路用来 抑制交叉耦合NMOS对管的共模二次谐波分量；片上电感L2 和电容C2组成的电感电容谐振回路用来抑制交叉耦合 PMOS对管的共模二次谐波分量.电容C3用来抑制Mn4-Mn3 管的1/f噪声和M3管的沟道调制引起的AM-FM效应 6仿真和测试验证 细 图7的电感电容压控振荡器电路在HSPICE软件上进行 图8振荡器芯片照片 仿真，通过改变压控电压，测量振荡器的基次谐波的频率，我 同的特性，在普通PMOS管的源漏与地之间接一个非常大的 们得到如图11所示的频率-电压(FV)调谐曲线.电感电容谐 电阻（譬如10CD的电阻）.另外普通的PMOS管的源漏与栅之 振回路的电感是一个差分电感，对于单端而言电感感值为 间的存在很大的交叠电容，而在累积型NMOS管中，由于源漏 1.025nlH.最大和最小振荡频率分别是f=3.04CHz和f= 区的注入类型与衬底的相同，交叠电容不存在.我们可以通过 2.53GHz,可变电容的最大和最小值分别是Cmm=3.866pf和第 8 期 唐 长文 ：电感 电容压控振 荡器调谐曲线的时域分析 1471 电路 (图 7)在 TSMC0．35pro 1P4M3．3V逻辑 工艺 上实 现 ，该 电路 的 芯 片照 片 如 图 8所 示 ．大 多 数 工 艺 厂 商 ，尤其是数字工 艺 ，不提供 累积 型 MOS管 模型 ．为 了解决 SPICE瞬 态仿 真 的问 题 ，我 们 采 用 BSIM3V3 模型的 子 电路 来 等效 累积 型 MOS可 变 电容 _6j(图 9)．因为累积型 NMOS是实现在 N阱 中，其 电容 工作 在 累积 区和 耗尽 区 两个 区域 ．普通 的 NMOS不 能 够 实现 电容值在 累积 区和 耗尽 区两 个 区域 之间 变化 ， 因此选用一个 PMOS管作 为可变电的主体 ，栅极 与衬 底 电容 Ccz作为可变 电容值 ． 因为累积型 NMOS管 可变 电容不会 形成反 型沟 道 ，为了使普通 的 PMOS管 具有与 累积 型 NMOS管 相 10nH 凄￡ L2 ． 35 CO=C CO=C 图 7 互补、 ] Mp2；i羞!； LI C320pf 上 L王 G 5．28Ohm) 工 2．05nil) 图 9 累积型 MOS可变 电容子 电路模型 图 lO 片上螺旋 电感等效 石模型 交叉耦合 型负阻结构 的电感 电容 压控振荡器 图 8 振荡 器芯片照片 同的特性 ，在普通 PMOS管的源漏与地之间接一个非常大的 电阻(譬如 lOCAl的电阻)．另外普通 的 PMOS管 的源漏 与栅 之 间的存在很 大的交叠电容 ，而在 累积型 NMOS管 中，由于源漏 区的注入类 型与衬底的相 同，交叠 电容不存 在 ．我们 可以通过 修 改 PMOS管 的 BSIK3V3模 型来解 决这个 问题 ，另外 一方 面 由于 BSIM3V3模型 的仿真 收敛性 要求交 叠电容 不能 为零 ，实 际上我 们将 PMOS管 的参数 CGDO和 CGSO减 小到一 个可 以 忽略 的值 ．(譬如如减小 为 1／10倍 )． 累积 型 NMOS管 品质 因数 Q反 比于 ，所 以采用 最小沟 道长度 (0．35,ttm)，其宽 长 比为 1200tm~0．35,ttm．可变 电容版 图 实现采 用全差分叉指结 构布局 ，两边可变 电容 的栅极 交叉排 列 ，不形成源 漏 内插结 构 ，这样 可 以进 一步 降低 交叠 寄 生 电 容．谐振电感 加 是采用片上对称差分结构螺旋电感．我们采 用 M2．M3．M4三层 金属并联来 降低 串联 电阻 ．而使用 M1金 属连 接分段 的 N阱形成 电场地隔离屏蔽层 来提 高电感在 2～ 3GHz频率范围的 Q值，在 2．8GHz频率工作点上，Q值最大 为 5．片上 电感 的等效 7c模 型 (图 10)参数 在 ASITIC[]软件 中 提取得 到 ． 交叉耦合 的 PMOS对管和 NMOS对管 的跨导选 择使得 谐 振 波形 的直流电平位于 ／2．一方 面这样 可以使 得谐振 电压 有尽量大 的振 幅 ；另一方面 可以保证压控 电压范围很大 ，从 而 减小压控增益 系数 ，提高振 荡器 的相 位 噪声性 能 ．为 了使 得交 叉 耦 合 MOS管产 生 的负 阻更 大 一 些 ，Mn1．Mn2，Mp1． Mp2管的栅长都选择最小 尺寸 0．35tan．我们采 用 了开漏输 出 的缓 冲器作 为输 出级 ，在片外使用 Bia．s-T电路进行 电流偏置 ． 开漏输 出的缓 冲器 MOS管 Mn5．Mn6的宽度选 择一个 比较小 的值 ( 朋)，以降低 寄生电容 ．Mn3一Mn4是镜像 电流源 ，其栅 长取得大一些 (0．8tma)，降低沟道调制效应 ． 片上 电感 ，J1和 电容 C1组成 的 电感 电容 谐振 回路 用来 抑制交叉耦合 NMOS对管 的共模 二次谐 波分量 ；片上 电感 2 和电容 c2组 成 的 电感 电 容 谐 振 回路 用 来 抑 制 交 叉 耦 合 PMOS对 管的共 模二次谐波分量 ．电容 c3用来 抑制 Mn4一Mn3 管 的 1／f噪声和 Mn3管 的沟道调制引起 的 AM-FM 效应 ． 6 仿 真和 测试 验证 图 7的电感 电容压控 振荡器 电路在 HSPICE软 件上进 行 仿 真 ．通过改变压控 电压 ，测量振 荡器 的基次谐 波 的频率 ，我 们得 到如 图 11所示 的频 率一电压(r-v)调 谐曲线 ．电感 电容谐 振 回路 的电感 是 一 个差 分 电感 ，对 于 单端 而 言 电感 感 值 为 1．025nH．最大 和最 小振荡频率分别是 ／．咄 =3．04GHz和 ／ ： 2．53GHz，可变 电容 的最 大 和最小 值分 别 是 C =3．866pf和 一 一 田 2 5‰ T● 工 ll 维普资讯 http://www.cqvip.com