2期 黄兆磊等：具有量化噪声抑制的小数分频器 191 8(d 引 言 采用一次变频接收机架构的数字电视调谐器， +a 需要一个宽带频率综合器来产生本振信号。为了在 e.[z] 2π2 Disc/cont 814MHz的宽频率范围内均满足数字电视调谐器 H(z) time 1-z 对相位噪声的苛刻要求，必须采用分数型频率综合 converter 器。因为分数型频率综合器可以在提供窄信道间隔 图1小数锁相环量化噪声线性模型习 的同时采用大的环路带宽，可以同时实现低相位噪 Fig.1 The frac ional-N PLL linearized quantization 声、低参考输入杂散和快速的锁定时间)。 noise model 分数型频率综合器主要基于由∑△调制器和整 声到，量化阶梯为分频器的步长，设为△，则量化噪 数型分频器组成的分数型分频器。∑△调制器产生 声的均方值为△/12。噪声能量均匀分布在采样带宽 伪随机的二进制整数序列来动态地改变整数分频器 内，∑△调制器的采样频率近似为f:d,所以量化噪声 的分频比，使它的平均值为小数。实际的分频比总是 的功率谱密度S(f)=△1(12frd)。量化噪声引起的 偏离所要求的小数分频比，因而存在量化误差。∑△ 输出相位噪声可由(2)式表示为： 调制器中的量化误差会引起高通的量化噪声并降低 se (f) O(i2) S+(f) 频率综合器的相位噪声性能。为抑制量化噪声，可以 0.m(G2y) 使用更高阶的环路滤波器，或者减小环路带宽。实际 应用中滤波器的阶数一般不会超过3，因为阶数越高 10log 12f(N+ 相位裕度越低，可能引起环路不稳定，限制了第一种 立Hle阁82 B(j2rf) (2) 方法的应用。第二种方法违背了利用小数分频提高 sin 环路带宽的初衷。 由于Hm[z]是高通的，所以量化噪声对相位噪声的 如果将锁相环中分频器的分频步长降为0.5，便 影响主要体现在高频，主要影响带外的相位噪声性 可以减少∑△调制器贡献的量化噪声，使带外的相位 能。由(2)式可以看到，△每降低一半，带外相位噪声 噪声降低6dB。文中使用4/4.5预分频器实现0.5 减少6dB。 分频步长。另外，用一种非常简单的编程方式实现调 制器和分频器的配合，并采用同步电路来消除异步 2 系统架构 分频器的累积抖动。 文中的组织如下：第一部分介绍量化噪声抑制 图2是文中采用的分频器结构。它由MIM+ 技术的原理：第二部分介绍分频器结构和原理：第三 0.5双模前置预分频器、可编程计数器和吞计数器、 部分是各模块的具体实现；第四部分给出了测试结 同步电路以及∑△调制器组成。与传统的实现方法 果：最后是结论。 相比，它用M/M+0.5预分频器取代M1M+1预分 频器，以实现0.5分频步长。 1 量化噪声抑制技术原理 Prescaler clki clko Program M/M+0.5 counter P 图1是小数分频锁相环的频域模型，为了清晰， reset mod 图中噪声源只画出了参考时钟噪声0(t)和∑△调制 Swallow DSM counter S 器量化噪声edz]。图中Hdz]是∑△调制器的噪声 传输函数。假设eaz】的s域表示为6m(s),则由这个 图2分频器结构 模型可以推出，量化噪声到相位噪声的传输函数为： Fig.2 Divider architecture 日ut(s 2匹1 ]1-: 1Q(s】 0im(s） =N a (s) 它的工作原理是：当分频器置位时，预分频器首 (1) 先工作在M+0.5分频模式，程序计数器和吞计数 式中利用了z域到s域的转换公式z=e”,T为采样 器同时开始计数，当计数到S个脉冲后，吞计数器停 周期。1可以证明，调制器输入量化噪声是白噪Pub1i止肝数，发出改变分频模式的控制信号m0d,使预分引 言 采用一次变频接收机架构的数字电视调谐器, 需要一个宽带频率综合器来产生本振信号。为了在 814 MHz 的宽频率范围内均满足数字电视调谐器 对相位噪声的苛刻要求, 必须采用分数型频率综合 器。因为分数型频率综合器可以在提供窄信道间隔 的同时采用大的环路带宽, 可以同时实现低相位噪 声、低参考输入杂散和快速的锁定时间[ 1]。 分数型频率综合器主要基于由
调制器和整 数型分频器组成的分数型分频器。
调制器产生 伪随机的二进制整数序列来动态地改变整数分频器 的分频比, 使它的平均值为小数。实际的分频比总是 偏离所要求的小数分频比, 因而存在量化误差。
调制器中的量化误差会引起高通的量化噪声并降低 频率综合器的相位噪声性能。为抑制量化噪声, 可以 使用更高阶的环路滤波器, 或者减小环路带宽。实际 应用中滤波器的阶数一般不会超过3, 因为阶数越高 相位裕度越低, 可能引起环路不稳定, 限制了第一种 方法的应用。第二种方法违背了利用小数分频提高 环路带宽的初衷。 如果将锁相环中分频器的分频步长降为0. 5, 便 可以减少
调制器贡献的量化噪声, 使带外的相位 噪声降低6 dB [ 2] 。文中使用4/ 4. 5 预分频器实现0. 5 分频步长。另外, 用一种非常简单的编程方式实现调 制器和分频器的配合, 并采用同步电路来消除异步 分频器的累积抖动。 文中的组织如下: 第一部分介绍量化噪声抑制 技术的原理; 第二部分介绍分频器结构和原理; 第三 部分是各模块的具体实现; 第四部分给出了测试结 果; 最后是结论。 1 量化噪声抑制技术原理 图1 是小数分频锁相环的频域模型, 为了清晰, 图中噪声源只画出了参考时钟噪声
ref( t) 和
调制 器量化噪声e q[ z] 。图中H ntf[ z] 是
调制器的噪声 传输函数。假设eq [ z] 的s 域表示为
dsm( s) , 则由这个 模型可以推出, 量化噪声到相位噪声的传输函数为:
out( s)
dsm( s) = H ntf [ z] 2
z - 1 1 - z - 1 z= e sT 1 N +

ou t( s)
ret ( s) ( 1) 式中利用了z 域到s 域的转换公式z = e sT , T 为采样 周期。可以证明, 调制器输入量化噪声eq [ z] 是白噪 图1 小数锁相环量化噪声线性模型[ 3] Fig. 1 T he fr act ional-N PLL linearized quantization no ise model 声 [ 3] , 量化阶梯为分频器的步长, 设为
, 则量化噪 声的均方值为
2 / 12。噪声能量均匀分布在采样带宽 内,
调制器的采样频率近似为f r ef , 所以量化噪声 的功率谱密度Sr ( f ) =
2 / ( 12f r ef ) 。量化噪声引起的 输出相位噪声可由( 2) 式表示为: s
o ut ( f ) ∑
=
out ( j 2
f )
dsm( j 2
f ) 2 S r ( f ) = 10log
2
2 12f r ef ( N +
) 2 1 sin
f f ref H ntf e j 2
f f ref
out ( j 2
f )
ref( j 2
f ) 2 ( 2) 由于H ntf [ z] 是高通的, 所以量化噪声对相位噪声的 影响主要体现在高频, 主要影响带外的相位噪声性 能。由( 2) 式可以看到,
每降低一半, 带外相位噪声 减少6 dB。 2 系统架构 图2 是文中采用的分频器结构。它由 M/ M + 0. 5 双模前置预分频器、可编程计数器和吞计数器、 同步电路以及
调制器组成。与传统的实现方法 相比, 它用M / M+ 0. 5 预分频器取代M / M + 1 预分 频器, 以实现0. 5 分频步长。 图 2 分频器结构 Fig. 2 Divider architectur e 它的工作原理是: 当分频器置位时, 预分频器首 先工作在 M + 0. 5 分频模式, 程序计数器和吞计数 器同时开始计数, 当计数到S 个脉冲后, 吞计数器停 止计数, 发出改变分频模式的控制信号mo d, 使预分 191 2 期 黄兆磊等: 具有量化噪声抑制的小数分频器