第八章波形发生和信号的转换 本章讨论的问题 1在模拟电子电路中需要哪些波形的信号作为测试信号和控制信号? 2正弦波振荡电路所产生的自激振荡和负反馈放大电路中所产生的自激振荡有什么区 别 3为什么正弦波振荡电路中必须有选频网络?选频网络由哪些元件组成? 4为什么说矩形波发生电路是产生非正弦波信号的基础?为什么非正弦波发生电路中几乎 都有电压比较器? 5电压比较器与放大电路有什么区别?集成运放在电压比较器和运算放大电路中的工作 状态一样吗?6如何组成矩形波、三角波和锯齿波发生发生电路?7为什么需要将输入信号 进行转换?有哪些基本转换? 8.1正弦波振荡电路 正弦波振荡电路能产生正弦波输出,它是在放大电路的基础上加上正反馈而形成的,它 是各类波形发生器和信号源的核心电路。正弦波振荡电路也称为正弦波发生电路或正弦波振 荡器 8.1.1概述 、正弦波产生电路的组成 为了产生正弦波,必须在放大电路里加入正反馈,因此放大电路和正反馈网络是振荡电 路的最主要部分。但是,这样两部分构成的振荡器一般得不到正弦波,这是由于很难控制正 反馈的量。如果正反馈量大,则增幅,输出幅度越来越大,最后由三极管的非线性限幅,这 必然产生非线性失真。反之,如果正反馈量不足,则减幅,可能停振,为此振荡电路要有 个稳幅电路。为了获得单一频率的正弦波输出,应该有选频网络,选频网络往往和正反馈网 络或放大电路合而为一。选频网络由R、C和L、C等电抗性元件组成。正弦波振荡器的名 称一般由选频网络来命名。正弦波发生电路的组成 放大电路 正反馈网络 选频网络 稳幅电路 二、产生正弦波的条件 产生正弦波的条件与负反馈放大电路产生自激的条件十分类似。只不过负反馈放大电路 中是由于信号频率达到了通频带的两端,产生了足够的附加相移,从而使负反馈变成了正反 馈。在振荡电路中加的就是正反馈,振荡建立后只是一种频率的信号,无所谓附加相移
本章讨论的问题： 1.在模拟电子电路中需要哪些波形的信号作为测试信号和 控制信号？ 2.正弦波振荡电路所产生的自激振荡和负反馈放大电路中 所产生的自激振荡有什么区 别？ 3.为什么正弦波振荡电路中必须有选频网络？选频网络由 哪些元件组成？ 4.为什么说矩形波发生电路是产生非正弦波信号的基础？为什么非正弦波发生电路中几乎 都有电压比较器？ 5.电压比较器与放大电路有什么区别？集成运放在电 压比较器和运算放大电路中的工作 状态一样吗？6.如何组成矩形波、三角波和锯齿波发生发生电路？7.为什么需要将输入信号 进行转换？有哪些基本转换？ 8.1 正弦波振荡电路 正弦波振荡电路能产生正弦波输出，它是在放大电路的基础上加上正反馈而形成的，它 是各类波形发生器和信号源的核心电路。正弦波振荡电路也称为正弦波发生电路或正弦波振 荡器。 8.1.1 概述 一、正弦波产生电路的组成 为了产生正弦波，必须在放大电路里加入正反馈，因此放大电路和正反馈网络是振荡电 路的最主要部分。但是，这样两部分构成的振荡器一般得不到正弦波，这是由于很难控制正 反馈的量。如果正反馈量大，则增幅，输出幅度越来越大，最后由三极管的非线性限幅，这 必然产生非线性失真。反之，如果正反馈量不足，则减幅，可能停振，为此振荡电路要有一 个稳幅电路。为了获得单一频率的正弦波输出，应该有选频网络，选频网络往往和正反馈网 络或放大电路合而为一。选频网络由 R、C 和 L、C 等电抗性元件组成。正弦波振荡器的名 称一般由选频网络来命名。正弦波发生电路的组成 放大电路 正反馈网络 选频网络 稳幅电路 二、 产生正弦波的条件 产生正弦波的条件与负反馈放大电路产生自激的条件十分类似。只不过负反馈放大电路 中是由于信号频率达到了通频带的两端，产生了足够的附加相移，从而使负反馈变成了正反 馈。在振荡电路中加的就是正反馈，振荡建立后只是一种频率的信号，无所谓附加相移
放大电路 反馈网络 (a)负反馈放大电路 (b)正反馈振荡电路 图8.1.1振荡器的方框图 比较图图81.!(a)和(b)就可以明显地看出负反馈放大电路和正反馈振荡电路的区 别了。由于振荡电路的输入信号x1=0,所以X}=X。由于正、负号的改变,有反馈的放 大倍数为: -AF 振荡条件是 AF=l 幅度平衡条件 JAFF 相位平衡条件 AF=qA+w=±2n 动画11-1) 、起振条件和稳幅原理 振荡器在刚刚起振时,为了克服电路中的损耗,需要正反馈强一些,即要求 AF|>1 这称为起振条件。既然AF|>1,起振后就要产生增幅振荡,需要靠三极管大信号运用时 的非线性特性去限制幅度的增加,这样电路必然产生失真。这就要靠选频网络的作用,选出 失真波形的基波分量作为输出信号,以获得正弦波输出。 也可以在反馈网络中加入非线性稳幅环节,用以调节放大电路的增益,从而达到稳幅的 目的。这在下面具体的振荡电路中加以介绍。 8.1.2RG正弦波振荡电路 、RC网络的频率响应 RC串并联网络的电路如图81.1所示。RC串联臂的阻抗用Z1表示,RC并联臂的
(a)负反馈放大电路 (b)正反馈振荡电路 图 8.1.1 振荡器的方框图 比较图 图 8.1.1 (a) 和 (b)就可以明显地看出负反馈放大电路和正反馈振荡电路的区 别了。由于振荡电路的输入信号 Xi =0，所以 X i = X f 。由于正、负号的改变，有反馈的放 大倍数为： AF A A 1− f 振荡条件是 . . AF =1 幅度平衡条件 . . AF =1 相位平衡条件 AF = A+F = 2n （动画 11-1） 三、 起振条件和稳幅原理 振荡器在刚刚起振时，为了克服电路中的损耗，需要正反馈强一些，即要求 . . AF ＞ 1 这称为起振条件。既然 . . AF ＞ 1，起振后就要产生增幅振荡，需要靠三极管大信号运用时 的非线性特性去限制幅度的增加，这样电路必然产生失真。这就要靠选频网络的作用，选出 失真波形的基波分量作为输出信号，以获得正弦波输出。 也可以在反馈网络中加入非线性稳幅环节，用以调节放大电路的增益，从而达到稳幅的 目的。这在下面具体的振荡电路中加以介绍。 8.1.2 RC 正弦波振荡电路 一、RC 网络的频率响应 RC 串并联网络的电路如图 8.1.1 所示。RC 串联臂的阻抗用 Z1 表示，RC 并联臂的
RI 图8.1.2RC串并联网络 阻抗用Z2表示。其频率响应如下 Z1=R1+(1/joC) 22=R2∥(1/joC2)=-R +jOR, C2 R2/(+jOR, C2) 21+Z2R+(1joC1)+[R2(1+joR2C2) R, [R1+(1/joC1)1+joR2C2)+R2 R,+(1/joC,+joR, R, C,+R, C,/C+R (1 R I C )+J(ORC2 谐振频率为 2T√RRCC2 当R1=R2,C1=C2时,谐振角频率和谐振频率分别为 f 幅频特性 F R C R 2 OR,CI 相频特性 OR, C PF=-arctg DR, R C =-arctg 3 R2 当/时的反馈系数F=,且与频率后的大小无关,此时的相角a=0°。即调节 谐振频率不会影响反馈系数和相角,在调节频率的过程中,不会停振,也不会使输出幅度改
图 8.1.2 RC 串并联网络 阻抗用 Z2 表示。其频率响应如下 2 2 2 1 1 1 2 2 2 1 j (1/ j ) //(1/ j ) R C R Z R C Z R C + = + = = ) 1 (1 ) j( 1 (1/ j C ) + j / [ (1/ j C )](1 j ) (1/ j C ) + [ /(1 j )] /(1 j ) 2 1 1 2 1 2 2 1 1 1 1 2 2 2 2 1 2 2 1 1 2 2 2 2 1 1 2 2 2 2 2 2 1 2 2 . o . f . R C R C C C R R R R R C R C C R R R R C R R R R R C R R C Z Z Z V V F + + + − = + + + = + + + = + + + = + = = 谐振频率为 f0= 2π 1 2 1 2 1 R R C C 当 R1 = R2，C1 = C2 时，谐振角频率和谐振频率分别为： RC 1 0 = ， RC f 2 1 0 = 幅频特性 = . F 0 2 0 2 2 2 1 1 2 2 1 2 2 1 3 ( ) 1 ) 1 (1 ) ( 1 − = + + + − + R C R C C C R R 相频特性 3 arctg 1 1 arctg 0 0 1 2 2 1 2 1 1 2 F − = − + + − = − C C R R R C R C 当 f=f0 时的反馈系数 = . F 1 3 ，且与频率 f0 的大小无关，此时的相角 F=0。即调节 谐振频率不会影响反馈系数和相角，在调节频率的过程中，不会停振，也不会使输出幅度改
二、阳桥式正弦波振荡电路 1.RC文氏桥振荡电路的构成 RC文氏桥振荡器的电路如图图813所示,RC串并联网络是正反馈网络,另外还增加 了R3和R4负反馈网络。 C1 Z2 t° 图8.1.3RC文氏桥振荡器 C1、R1和C2、R2正反馈支路与R3、R4负反馈支路正好构成一个桥路,称为文氏桥。当C1 =C2、R1=R2时 F 1 RC 为满足振荡的幅度条件|AFF=1,所以Ar≥3。加入R3R4支路,构成串联电压负反馈 R3 R A 2.RC文氏桥振荡电路的稳幅过程 RC文氏桥振荡电路的稳幅作用是靠热敏电阻R4实现的。R4是正温度系数热敏电阻 当输出电压升高,R4上所加的电压升高,即温度升高,R4的阻值增加,负反馈增强,输出 幅度下降。若热敏电阻是负温度系数,应放置在R3的位置,如图8.14 采用反并联二极管的稳幅电路如图所示。电路的电压增益为 R"+R R+R 式中R”p是电位器上半部的电阻值,Rp是电位器下半部的电阻值。R'y=R3∥RD,RD 是并联二极管的等效平均电阻值。当V。大时,二极管支路的交流电流较大,RD较小,Ar
变。 二、 RC 桥式正弦波振荡电路 1. RC 文氏桥振荡电路的构成 RC 文氏桥振荡器的电路如图 图 8.1.3 所示，RC 串并联网络是正反馈网络，另外还增加 了 R3 和 R4 负反馈网络。 图 8.1.3 RC 文氏桥振荡器 C1、R1 和 C2、R2 正反馈支路与 R3、R4 负反馈支路正好构成一个桥路，称为文氏桥。当 C1 =C2、R1 =R2 时 3 1 . o . f . = = V V F F=0 f0= 2π RC 1 为满足振荡的幅度条件 A F . . =1，所以 Af≥3。加入 R3R4 支路，构成串联电压负反馈 1 3 4 3 f = + R R A 2. RC 文氏桥振荡电路的稳幅过程 RC 文氏桥振荡电路的稳幅作用是靠热敏电阻 R4 实现的。R4 是正温度系数热敏电阻， 当输出电压升高，R4 上所加的电压升高，即温度升高，R4 的阻值增加，负反馈增强，输出 幅度下降。若热敏电阻是负温度系数，应放置在 R3 的位置，如图 8.1.4。 采用反并联二极管的稳幅电路如图所示。电路的电压增益为 p 4 p 3 f ' " = 1+ R R R R Av + + 式中 R”p 是电位器上半部的电阻值，R’p 是电位器下半部的电阻值。R’3= R3 // RD，RD 是并联二极管的等效平均电阻值。当 Vo 大时，二极管支路的交流电流较大，RD 较小，Avf
较小,于是V。下降。由图(b)可看出,二极管工作在C、D点所对应的等效电阻,小于工作 在A、B点所对应的等效电阻,所以输出幅度小。二极管工作在A、B点,电路的增益较大 引起增幅过程。当输出幅度大到一定程度,增益下降,最后达到稳定幅度的目的。 (a)稳幅电 (b)稳幅原理图 图8.14反并联二极管的稳幅电路(动画11-2) 8.1.3LC正弦波振荡电路 LC正弦波振荡电路的构成与RC正弦波振荡电路相似,包括有放大电路、正反馈网络、 选频网络和稳幅电路。这里的选频网络是由LC并联谐振电路构成,正反馈网络因不同类型 的LC正弦波振荡电路而有所不同。 、LC谐振电路的频率特性 LC并联谐振电路如图85(a)所示。显然输出电压是频率的函数 V。(o)=fV(O) 输入信号频率过高,电容的旁路作用加强,输出减小:反之频率太低,电感将短路输出。 并联谐振曲线如图(b)所示 凸 er (aLC并联谐振电路 并联谐振曲线 图81.5并联谐振电路及其谐振曲线 谐振时 L 0 R 谐振频率 f o 考虑电感支路的损耗,用R表示,如图8.56 所示。谐振时,电感支路电流或电容支路
较小，于是 Vo 下降。由图(b)可看出，二极管工作在 C、D 点所对应的等效电阻，小于工作 在 A、B 点所对应的等效电阻，所以输出幅度小。二极管工作在 A、B 点，电路的增益较大， 引起增幅过程。当输出幅度大到一定程度，增益下降，最后达到稳定幅度的目的。 (a) 稳幅电路 (b) 稳幅原理图 图 8.1.4 反并联二极管的稳幅电路（动画 11-2） 8.1.3 LC 正弦波振荡电路 LC 正弦波振荡电路的构成与 RC 正弦波振荡电路相似，包括有放大电路、正反馈网络、 选频网络和稳幅电路。这里的选频网络是由 LC 并联谐振电路构成，正反馈网络因不同类型 的 LC 正弦波振荡电路而有所不同。 一、 LC 谐振电路的频率特性 LC 并联谐振电路如 图 8.1.5 (a)所示。显然输出电压是频率的函数 ( ) = i( ) . o . V f V 输入信号频率过高，电容的旁路作用加强，输出减小；反之频率太低，电感将短路输出。 并联谐振曲线如图（b）所示。 (a)LC 并联谐振电路 (b) 并联谐振曲线 图 8.1.5 并联谐振电路及其谐振曲线 谐振时 0 1 0 0 − = C L 谐振频率 LC f 2π 1 0 = 考虑电感支路的损耗，用 R 表示，如 图 8.1.6 所示。谐振时，电感支路电流或电容支路
电流与总电流之比,称为并联谐振电路的品 质因数 图81.6有损耗的谐振电路 Q=hM=Ic/I=OLIR=1/o CR) 对于图8.1.5(b)的谐振曲线,Q值大的曲线较陡较窄,图中Q1>Q2。 并联谐振电路的谐振阻抗 20 PoC 谐振时,LC并联谐振电路相当一个电阻。 二、变压器反馈式振荡电路 变压器反馈LC振荡电路如图8.17所示。LC并联谐振电路作为三极管的负载,反馈 线圈L1与电感线圈L相耦合,将反馈信号送入三极管的输入回路。交换反馈线圈的两个线 头,可改变反馈的极性。调整反馈线圈的匝数可以改变反馈信号的强度,以使正反馈的幅度 条件得以满足。有关同名端的极性请参阅图81.8。 图81.7变压器反馈LC振荡电路 图81.8同名端的极性 变压器反馈LC振荡电路的振荡频率与并联LC谐振电路相同,为 f0= 2π√LC 三、电感三点式振荡电路 图819为电感三点式LC振荡电路。电感线圈L1和L2是一个线圈,2点是中间抽头 如果设某个瞬间集电极电流减小,线圈上的瞬时极性如图所示。反馈到发射极的极性对地为 正,图中三极管是共基极接法,所以使发射结的净输入减小,集电极电流减小,符合正反馈 的相位条件。图8.1.10是另一个电感三点式LC振荡电路
电流与总电流之比，称为并联谐振电路的品 质因数 图8.1.6 有损耗的谐振电路 Q I I I I L R ( CR) L C 0 0 = / = / = / =1/ 对于 图 8.1.5 （b）的谐振曲线，Q 值大的曲线较陡较窄，图中 Q1＞Q2。 并联谐振电路的谐振阻抗 C L Q C Q Q L RC L Z = = = = 0 0 0 谐振时，LC 并联谐振电路相当一个电阻。 二、 变压器反馈式振荡电路 变压器反馈 LC 振荡电路如 图 8.1.7 所示。LC 并联谐振电路作为三极管的负载，反馈 线圈Ｌ2 与电感线圈Ｌ相耦合，将反馈信号送入三极管的输入回路。交换反馈线圈的两个线 头，可改变反馈的极性。调整反馈线圈的匝数可以改变反馈信号的强度，以使正反馈的幅度 条件得以满足。有关同名端的极性请参阅图 8.1.8。 图 8.1.7 变压器反馈 LC 振荡电路 图 8.1.8 同名端的极性 变压器反馈 LC 振荡电路的振荡频率与并联 LC 谐振电路相同，为 LC f 2π 1 0 = 三、 电感三点式振荡电路 图 8.1.9 为电感三点式 LC 振荡电路。电感线圈 L1 和 L2 是一个线圈，2 点是中间抽头。 如果设某个瞬间集电极电流减小，线圈上的瞬时极性如图所示。反馈到发射极的极性对地为 正，图中三极管是共基极接法，所以使发射结的净输入减小，集电极电流减小，符合正反馈 的相位条件。 图 8.1.10 是另一个电感三点式 LC 振荡电路
图8.1.9电感三点式LC振荡电路(CB) 图81.10电感三点式LC振荡电路(CE) 分析三点式LC振荡电路常用如下方法,将谐振回路的阻抗折算到三极管的各个电 极之间,有Zbe、Ze、Zb,如图8.1.11所示 对于图1109Zbe是L2、Z是L1、Zb是C 可以证明,若满足相位平衡条件,Zbe和Z必 须同性质,即同为电容或同为电感,且与Zcb 性质相反 图8.1.1三点式振荡电路 四、电容三点式振荡电路 与电感三点式LC振荡电路类似的有电容三点式LC振荡电路,见图8112 Cb[Rb2 (a)CB组态 (b)CE组态 图81.12电容三点式LC振荡电路 例1:图图81.13为三点式振荡电路试判断是否满足相位平衡条件 图81.13例题1的电路图
图 8.1.9 电感三点式 LC 振荡电路（CB） 图 8.1.10 电感三点式 LC 振荡电路（CE） 分析三点式 LC 振荡电路常用如下方法，将谐振回路的阻抗折算到三极管的各个电 极之间，有 Zbe、Zce、Zcb，如 图 8.1.11 所示。 对于图 11.09 Zbe 是 L2、Zce 是 L1、Zcb 是 C。 可以证明，若满足相位平衡条件， Zbe 和 Zce 必 须同性质，即同为电容或同为电感，且与 Zcb 性质相反。 四、电容三点式振荡电路 与电感三点式 LC 振荡电路类似的有电容三点式 LC 振荡电路，见 图 8.1.12。 （a）CB 组态 （b）CE 组态 图 8.1.12 电容三点式 LC 振荡电路 例 1 ：图 图 8.1.13 为三点式振荡电路试判断是否满足相位平衡条件。 (a) (b) 图 8.1.13 例题 1 的电路图 图 8.1.11 三点式振荡电路
四、石英晶体振荡电路 利用石英晶体高品质因数的特点,构成LC振荡电路,如图8.1.14所示。 (a)串联型质 (b)并联型f<6≤6 图8.1.14石英晶体振荡电 石英晶体的阻抗频率特性曲线见图81.15,它有一个串联谐振频率∫,一个并联谐振频 率后,二者十分接近。对于图8.1.14(a)的电路与电感三点式振荡电路相似。要使反馈信号 能传递到发射极,为此石英晶体应处于串联谐振点,此时晶体的阻抗接近为零。 对于图8.1.14(b)的电路,满足正反馈的条件,为此,石英晶体必须呈电感性才能形成 LC并联谐振回路,产生振荡。由于石英晶体的ρ值很高,可达到几千以上,所示电路可以 获得很高的振荡频率稳定性 感性 容性 容性 图81.15石英晶体的电抗曲线 例2:分析图8.1.16的振荡电路能否产生振荡,若产生振荡石英晶体处于何种状态? R L3 T R 图81.1例2电路图
四、石英晶体振荡电路 利用石英晶体高品质因数的特点，构成 LC 振荡电路，如 图 8.1.14 所示。 (a)串联型 f0 =fs （b）并联型 fs <f0<fp 图8.1.14 石英晶体振荡电路 石英晶体的阻抗频率特性曲线见 图8.1.15 ,它有一个串联谐振频率 fs,一个并联谐振频 率 fp，二者十分接近。对于 图 8.1.1 4(a)的电路与电感三点式振荡电路相似。要使反馈信号 能传递到发射极，为此石英晶体应处于串联谐振点，此时晶体的阻抗接近为零。 对于 图 8.1.1 4(b)的电路，满足正反馈的条件，为此，石英晶体必须呈电感性才能形成 LC 并联谐振回路，产生振荡。由于石英晶体的 Q 值很高，可达到几千以上，所示电路可以 获得很高的振荡频率稳定性。 图 8.1.15 石英晶体的电抗曲线 例 2：分析 图 8.1.16 的振荡电路能否产生振荡，若产生振荡石英晶体处于何种状态？ （a） (b) 图 8.1.1 例 2 电路图
8.2电压比较器 比较器是将一个模拟电压信号与一个基准电压相比较的电路。常用的幅度比较电路有电 压幅度比较器,具有滞回特性的比较器。这些比较器的阈值是固定的,有的只有一个阈值, 有的具有两个阈值。 8.2.1概述 、电压比较器的电压传输特性 二、集成运放的非线性工作区 、电压比较器的种类 1.单限比较器 2.滞回比较器 3.窗口比较器 8.2.2单限比较器 过零比较器 过零电压比较器是典型的幅度比较电路,它的电路图和传输特性曲线如图82.1所示 理想 实际 (a)电路图 (b)电压传输特性 图82.1过零电压比较器 一般单限比较器 将过零比较器的一个输入端从接地改接到一个固定电压值v上,就得到电压比较器, 电路如图822所示。调节Vε可方便地改变阈值
8.2 电压比较器 比较器是将一个模拟电压信号与一个基准电压相比较的电路。常用的幅度比较电路有电 压幅度比较器，具有滞回特性的比较器。这些比较器的阈值是固定的，有的只有一个阈值， 有的具有两个阈值。 8.2.1 概述 一、电压比较器的电压传输特性 二、集成运放的非线性工作区 三、电压比较器的种类 1.单限比较器 2.滞回比较器 3.窗口比较器 8.2.2 单限比较器 一、过零比较器 过零电压比较器是典型的幅度比较电路，它的电路图和传输特性曲线如图 8.2.1 所示。 (a) 电路图 (b) 电压传输特性 图 8.2.1 过零电压比较器 二、一般单限比较器 将过零比较器的一个输入端从接地改接到一个固定电压值 VREF 上，就得到电压比较器， 电路如图 8.2.2 所示。调节 VREF 可方便地改变阈值
+va 理想 Ro 实际 (a)电路图 (b)电压传输特性 图822固定电压比较器 比较器的基本特点 工作在开环或正反馈状态。 开关特性,因开环增益很大,比较器的输出只有高电平和低电平两个稳定状态。 非线性,因是大幅度工作,输出和输入不成线性关系 8.2.3滞回比较器 从输出引一个电阻分压支路到同相输入端,电路如图82.3(a)所示电路 +Vo A REF (a)电路图 b)传输特性 图823滞回比较器电路图 当输入电压n从零逐渐增大,且v≤Ⅵ时,Vo=V如,V称为上限阀值(触发)电 平 Fr=Rpp 旺F+R2 R1+R2R1+R2 当输入电压v1≥Hr时,vo=Vm。此时触发电平变为V,Vr称为下限阀值(触发) 电平 RD R2 R1+R2R1+R2 当v逐渐减小,且v1=V以前,vo始终等于l,因此出现了如图8.2.3(b)所示的滞
(a) 电路图 (b)电压传输特性 图 8.2.2 固定电压比较器 比较器的基本特点 工作在开环或正反馈状态。 开关特性，因开环增益很大，比较器的输出只有高电平和低电平两个稳定状态。 非线性，因是大幅度工作，输出和输入不成线性关系。 8.2.3 滞回比较器 从输出引一个电阻分压支路到同相输入端，电路如图 8.2.3(a)所示电路。 (a) 电路图 (b) 传输特性 图 8.2.3 滞回比较器电路图 当输入电压 vI从零逐渐增大，且 I VT v ≤ 时， + O = Vom v ，VT 称为上限阀值（触发）电 平。 + + + + = om 1 2 2 1 2 1 REF T V R R R R R R V V 当输入电压 I VT v ≥ 时， − O = Vom v 。此时触发电平变为 VT ， T V' 称为下限阀值（触发） 电平。 − + + + = om 1 2 2 1 2 1 REF T V R R R R R R V V 当 I v 逐渐减小，且 I VT v = 以前， O v 始终等于 Vom − ，因此出现了如图 8.2.3(b)所示的滞
