海南大学：《通信原理》课程教学资源（教案讲义）第五章 数字基带传输系统

第五章数字基带传输系统 51引言 数字通信系统较模拟通信系统有很多优越性,所以得到飞速发展。数字通信系统有两 种传输方式:基带传输和频带传输(调制传输)。目前,虽然在实际的数字通信系统中基 带传输不如频带传输那样广泛,但对基带传输的研究仍然具有十分重要的意义:(1)在频 带传输系统中仍然存在基带传输的问题,基带传输的许多问题也是频带传输需要考虑的问 题;(2)数字基带传输系统也在随着数字通信技术的发展而迅速发展;(3)理论上,任何 一个采用线性调制的频带传输系统,总是可以由一个等效的基带传输系统所替代 数字基带传输系统模型如图5-1所示 基带脉 基带信 信 接收 挝基带脉 信号 冲信号 输入 形成器 滤波器 决 输出 (发送端) (接收端) 噪声源 图5-1数字基带通信系统模型 1.基带(信道)信号形成器 数字基带传输系统的输入端通常是二进制或多进制脉冲序列,这种信号往往不大适合 于基带信道的传输,而要变换成比较适合于信道传输的各种码型,这个任务由基带(信道) 信号形成器完成 2.信道 信道是适合基带信号传输的媒质(通常是电缆、架空明线等有线信道),这样的信道 一般不满足不失真传输的条件。另外,信道中要引入噪声,一般均假设是均值为0的高斯 白噪声,由于信道的频带有限,因此可以认为是均值为0的窄带高斯白噪声 3.接收滤波器 接收滤波器一方面滤除大量的带外噪声,另一方面对失真的波形进行均衡,以便得到 有利于抽样判决器判决的波形。 4.抽样判决 通过抽样判决器判定和再生基带信号 除了以上各部分以外,还有发送滤波器、同步电路、定时脉冲电路等。各点的波形如 图5-2所

5－1 第五章 数字基带传输系统 5.1 引 言 数字通信系统较模拟通信系统有很多优越性，所以得到飞速发展。数字通信系统有两 种传输方式：基带传输和频带传输（调制传输）。目前，虽然在实际的数字通信系统中基 带传输不如频带传输那样广泛，但对基带传输的研究仍然具有十分重要的意义：（1）在频 带传输系统中仍然存在基带传输的问题，基带传输的许多问题也是频带传输需要考虑的问 题；（2）数字基带传输系统也在随着数字通信技术的发展而迅速发展；（3）理论上，任何 一个采用线性调制的频带传输系统，总是可以由一个等效的基带传输系统所替代。 数字基带传输系统模型如图 5-1 所示。 基带脉 冲信号 输入 噪声源 图 5-1 数字基带通信系统模型 （发送端） （接收端） 基带信号 形成器 信 道 接收 滤波器 抽 样 判 决 基带脉 冲信号 输出 1．基带（信道）信号形成器 数字基带传输系统的输入端通常是二进制或多进制脉冲序列，这种信号往往不大适合 于基带信道的传输，而要变换成比较适合于信道传输的各种码型，这个任务由基带（信道） 信号形成器完成。 2．信道 信道是适合基带信号传输的媒质（通常是电缆、架空明线等有线信道），这样的信道 一般不满足不失真传输的条件。另外，信道中要引入噪声，一般均假设是均值为 0 的高斯 白噪声，由于信道的频带有限，因此可以认为是均值为 0 的窄带高斯白噪声。 3．接收滤波器 接收滤波器一方面滤除大量的带外噪声，另一方面对失真的波形进行均衡，以便得到 有利于抽样判决器判决的波形。 4．抽样判决 通过抽样判决器判定和再生基带信号。 除了以上各部分以外，还有发送滤波器、同步电路、定时脉冲电路等。各点的波形如 图 5-2 所示

,「,, 图5-2数字基带通信系统各点波形 52数字基带信号及其频谱特性 数字基带信号码波形 为了使数字基带信号适于在信道中传输,往往对其电波形有一定要求。以矩形脉冲组 成的主要基带信号码的电波形如图5-3所示。 单极性码(如图5-3(a)所示) 在一个码元时间内,要么有电压(流),要么无电压(流),极性单一。因为一般的终 端设备都要接地,所以输出单极性码最为简单、方便。但单极性码含有直流成分,不利于 信道传输:抗噪性能差:不能提取同步信号:不能用两根芯线均不接地的电缆传输线,这 些是它的主要缺点。一般只适于在短距离传输(如印刷电路板内或相近印刷电路板间)。 2.双极性码(如图5-3(b)所示) 在一个码元时间内,要么电压(流)为正,要么电压(流)为负,为双极性波形。其 优点是:当0、1符号等概出现时,它将无直流成分;接收双极性码时判决电平为0,稳定 不变,抗噪性能好:可以在电缆等无接地的传输线上传输。其缺点是:不能直接从双极性 码中提取同步信号:0、1不等概出现时,仍有支流成分。它常用于CCIT的V系列接口 标准或RS-232接口标准中使用 3.单极性归零码(如图5-3(c)所示)

5－2 图 5-2 数字基带通信系统各点波形 1 0 0 1 1 0 0 Tb 2Tb 3Tb 4Tb 5 Tb 6 Tb 1 0 0 1 1 0 0 5.2 数字基带信号及其频谱特性 一、数字基带信号码波形 为了使数字基带信号适于在信道中传输，往往对其电波形有一定要求。以矩形脉冲组 成的主要基带信号码的电波形如图 5-3 所示。 1．单极性码（如图 5-3（a）所示） 在一个码元时间内，要么有电压（流），要么无电压（流），极性单一。因为一般的终 端设备都要接地，所以输出单极性码最为简单、方便。但单极性码含有直流成分，不利于 信道传输；抗噪性能差；不能提取同步信号；不能用两根芯线均不接地的电缆传输线，这 些是它的主要缺点。一般只适于在短距离传输（如印刷电路板内或相近印刷电路板间）。 2．双极性码（如图 5-3（b）所示） 在一个码元时间内，要么电压（流）为正，要么电压（流）为负，为双极性波形。其 优点是：当 0、1 符号等概出现时，它将无直流成分；接收双极性码时判决电平为 0，稳定 不变，抗噪性能好；可以在电缆等无接地的传输线上传输。其缺点是：不能直接从双极性 码中提取同步信号；0、1 不等概出现时，仍有支流成分。它常用于 CCITT 的 V 系列接口 标准或 RS-232 接口标准中使用。 3．单极性归零码（如图 5-3（c）所示）

+E 0 +E +E +E E 00 +3E 01 +E E 3E 图5-3数字基带信号基本波形 其有电脉冲的宽度小于一个码元宽度的单极性码,即每个脉冲都回到零电位。它比单 极性码多了一个优点:可以直接提取同步信号。常用于近距离内实行波形变换用,是其它 码型提取同步信号的一个过度码型。 4.双极性归零码(如图5-3(d所示) 其有电脉冲的宽度小于一个码元宽度的双极性码,即正、负脉冲都归零。它除了具有 双极性码的一般优点外,还可以通过简单的电路变换为单极性归零码,从而可以提取同步 信号,因而得到比较广泛的应用。 5.差分码(如图5-3(e)所示)

5－3 图 5-3 数字基带信号基本波形 1 0 0 1 1 0 1 +E +E 0 -E +E 0 +E 0 -E 0 +E -E 0 +E -E 0 +3E -3E 01 00 10 11 01 00 10 (a) (b) (c) (d) (e) (f) 其有电脉冲的宽度小于一个码元宽度的单极性码，即每个脉冲都回到零电位。它比单 极性码多了一个优点：可以直接提取同步信号。常用于近距离内实行波形变换用，是其它 码型提取同步信号的一个过度码型。 4．双极性归零码（如图 5-3（d）所示） 其有电脉冲的宽度小于一个码元宽度的双极性码，即正、负脉冲都归零。它除了具有 双极性码的一般优点外，还可以通过简单的电路变换为单极性归零码，从而可以提取同步 信号，因而得到比较广泛的应用。 5．差分码（如图 5-3（e）所示）

它把二进制脉冲序列中的1、0反映在相邻信号码元的相对极性变化上。若相邻码元 极性变化表示1,而极性不变表示0,则称为传号差分码(NRZM);反之,称之为空号差 分码(NRZS)。它常用于相位调制系统中的码变换器中使用。 6.多元码(如图5-3(f)所示) 采用多进制代码时,一个码元宽度可以对应多个二进制符号。在高数据速率传输系统 中常采用这种码型。 、基带信号的频谱特性 在硏究数字基带传输系统时,对于基带信号的频谱分析是很重要的,它可以帮助我们 弄清楚信号传输中的一些重要问题:如信号中有没有直流成分、有没有可提取同步信号的 离散分量、信号的带宽等。由于基带信号是一个随机的脉冲序列,因此我们面临的是一个 随机序列的谱分析问题。 1.随机脉冲序列的数学表示式及波形 实际上,组成基带信号的单个码元并非一定是矩形脉冲,还可以是升余弦脉冲、高斯 形脉冲、半余弦脉冲等。若令g(1)对应于二进制符号的0,g()对应于二进制符号的1,码 元间隔为T,则基带信号可以表示为: s()=∑a18(t-mT,) 式中an为第n个信息符号对应的电平值(0、1或-1、1等) g(t-nT) g1(t-nT)(出现符号"0时) g2(-n7)(出现符号时) 由于ωm是信息符号对应的电平值,它是一个随机量。因此,通常在实际中遇到的基带 信号都是一个随机的脉冲序列 现假设序列中在任一码元时间间隔T中g()和g2()出现的概率分别为P和(l-P),且 认为它们是统计独立的,则基带信号可以表示为: s(1)=∑Sn(t,) 式中 ()=8(-m,)(以概率P出现) g2(t-nT)(以概率1-P出现) 为分析问题方便,假设g1(1)、g(1)分别是宽度为T的矩形脉冲和三角波,则随机脉冲 序列()的一个实现如图5-4(a所示

5－4 它把二进制脉冲序列中的 1、0 反映在相邻信号码元的相对极性变化上。若相邻码元 极性变化表示 1，而极性不变表示 0，则称为传号差分码（NRZM）；反之，称之为空号差 分码（NRZS）。它常用于相位调制系统中的码变换器中使用。 6．多元码（如图 5-3（f）所示） 采用多进制代码时，一个码元宽度可以对应多个二进制符号。在高数据速率传输系统 中常采用这种码型。 二、基带信号的频谱特性 在研究数字基带传输系统时，对于基带信号的频谱分析是很重要的，它可以帮助我们 弄清楚信号传输中的一些重要问题：如信号中有没有直流成分、有没有可提取同步信号的 离散分量、信号的带宽等。由于基带信号是一个随机的脉冲序列，因此我们面临的是一个 随机序列的谱分析问题。 1．随机脉冲序列的数学表示式及波形 实际上，组成基带信号的单个码元并非一定是矩形脉冲，还可以是升余弦脉冲、高斯 形脉冲、半余弦脉冲等。若令 g1(t)对应于二进制符号的 0，g2(t)对应于二进制符号的 1，码 元间隔为 Ts，则基带信号可以表示为：   =− = − n n nTs s(t) a g(t ) 式中 an 为第 n 个信息符号对应的电平值（0、1 或-1、1 等）；    − − − = 出现符号 时） 出现符号 时） ( ) ( "1" ( ) ( "0" ( ) 2 1 s s s g t nT g t nT g t nT 由于 an 是信息符号对应的电平值，它是一个随机量。因此，通常在实际中遇到的基带 信号都是一个随机的脉冲序列。 现假设序列中在任一码元时间间隔 Ts 中 g1(t)和 g2(t)出现的概率分别为 P 和(1-P)，且 认为它们是统计独立的，则基带信号可以表示为：   =− = n n s s(t) s (t ) 式中    − − − = 以概率 出现） 以概率 出现） g t nT P g t nT P s t s s n ( ) ( 1 ( ) ( ( ) 2 1 为分析问题方便，假设 g1(t)、g2(t)分别是宽度为 Ts 的矩形脉冲和三角波，则随机脉冲 序列 s(t)的一个实现如图 5-4(a)所示

1010100 v(1) (1) 图5-4随机脉冲序列的波形图 2.随机脉冲序列的分解 随机脉冲序列s(n)可分解为稳态项η(0和交变项(1)(如图5-4b、c所示),以使频谱分 析更清晰、简化。 (1)稳态项v(1)及其功率谱密度 稳态项v()是随机脉冲序列s(n)的平均分量: v()=p∑81(-m7)+(-p)∑82(-m7) >,(t-nT, )+(1-p)g2(t-nT, ) 其功率谱密度为: P,()=∑LpG(m/)+(-p)G2(m)6(-m,) (2)交变项u(1)及其功率谱密度 ()=s()-v(1)=∑un() 式中: )s(-P1(-mT)-82(-mT以概率P Pg1(-n7)-82(t-mT以概率1-P a, lg, (t-nT,)-g2(t-nT ) ∫(-P)以概率P 其中(0=(P以概率-P

5－5 图 5-4 随机脉冲序列的波形图 0 1 1 0 1 0 1 0 0 1 vT(t) S(t) 0 0 (a) (b) 0 (c) 2 Ts 2 Ts − uT(t) 2．随机脉冲序列的分解 随机脉冲序列 s(t)可分解为稳态项 v(t)和交变项 u(t)（如图 5-4b、c 所示），以使频谱分 析更清晰、简化。 (1) 稳态项 v(t)及其功率谱密度 稳态项 vT(t)是随机脉冲序列 s(t)的平均分量： [ ( ) (1 ) ( )] ( ) ( ) (1 ) ( ) 1 2 1 2 s n s N n N s n s pg t nT p g t nT v t p g t nT p g t nT = − + − − = − + − −     =− =−  =− 其功率谱密度为： ( ) [ ( ) (1 ) ( )] ( ) 2 1 2 s m v s s s p =  f pG mf + − p G mf  f − fm  =−   (2) 交变项 u(t)及其功率谱密度   =− = − = n n u(t) s(t) v(t) u (t) 式中： [ ( ) ( )] [ ( ) ( )], 1 (1 )[ ( ) ( )], ( ) 1 2 1 2 1 2 n s s s s s s n a g t nT g t nT P g t nT g t nT P P g t nT g t nT P u t = − − −    − − − − − − − − − = 以概率 以概率 其中：    − − − = P P P P a t n , 1 (1 ), ( ) 以概率 以概率

其功率谱密度为 P2()=P(-p)G()-c21 3.随机脉冲序列s1)的功率谱密度 因为s(t)=l(1)+v(t),则 P(o)=P(o)+p,o) =/,p1-pG()-G2()2+∑pG(m,)+(-p)G2(m)2(-m) 若P1-g1(1)/g2(t) =k,则无离散谱分量 结论∶1)随机脉冲序列s(o的功率谱密度可能包含两部分:连续谱p(ω) 和离散谱pω);2)有无离散谱将明确能否从脉冲序列中提取散分量及如何提取 离散分量,这对硏究位同步、载波同步将很重要 53基带传输的常用码型 ●码型:脉冲波形的区别。一种是各种代码的码型(传输码型):一种是电波形的码型 (基带波形) ●传输码型(线路码)的设计原则 1)可以从基带信号中提取位定时信息 2)不含直流成分,只有很小的低频成分; 3)不受信源统计特性影响,即能适于信源的变化; 4)尽可能提高传输码型的传输效率 5)具有内部的检错能力等 、AM码( Alternate mark Inversion:极性交替转换码) 0→0,1交替变换为+1,-1的归零码,通常脉冲宽度为码元周期之半。 消息10011000 MI码 00-1+1000-1 特点:1)基带信号正、负脉冲交替,0电位保持不变一一无直流成分 2)把二进制符号序列变成三进制符号序列:1位二进制符号/1位三进制符号 (1B/1T码型); 3)缺点:受信源统计特性影响,可能出现长的连0串,提取定时信号困难

5－6 其功率谱密度为： s u T p p p G f G f 1 ( ) (1 ) ( ) ( ) 2  = − 1 − 2 3．随机脉冲序列 s(t)的功率谱密度 因为 s(t) = u(t) + v(t) ，则： (1 ) ( ) ( ) [ ( ) (1 ) ( )] ( ) ( ) ( ) ( ) 2 1 2 2 1 2 s m s s s s s u v f p p G f G f f pG m f p G m f f m f p p p = − − + + − − = +   =−     若 k g t g t p = − = 1 ( )/ ( ) 1 1 2 ，则无离散谱分量。 结论：1）随机脉冲序列 s(t)的功率谱密度可能包含两部分：连续谱 pu(ω) 和离散谱 pvω); 2）有无离散谱将明确能否从脉冲序列中提取散分量及如何提取 离散分量，这对研究位同步、载波同步将很重要。 5.3 基带传输的常用码型 ⚫ 码型：脉冲波形的区别。一种是各种代码的码型（传输码型）；一种是电波形的码型 （基带波形）。 ⚫ 传输码型(线路码)的设计原则： 1）可以从基带信号中提取位定时信息； 2）不含直流成分，只有很小的低频成分； 3）不受信源统计特性影响，即能适于信源的变化； 4）尽可能提高传输码型的传输效率； 5）具有内部的检错能力等。 一、AMI 码（Alternate Mark Inversion：极性交替转换码） 0→0，1 交替变换为+1，-1 的归零码，通常脉冲宽度为码元周期之半。 消息 1 0 0 1 1 0 0 0 1 1 1 AMI 码 +1 0 0 -1 +1 0 0 0 -1 +1 -1 特点：1）基带信号正、负脉冲交替，0 电位保持不变—— 无直流成分； 2）把二进制符号序列变成三进制符号序列：1 位二进制符号/1 位三进制符号 （1B/1T 码型）； 3）缺点：受信源统计特性影响，可能出现长的连 0 串，提取定时信号困难

、HDB3码( High Density Bipolar-3 Zeros:三阶高密度双极性码 编码:先把消息代码变换成AM码,然后检查连0的情况:没有4个以上连0,则 AMI码就是HDB3:当出现4个及4个以上连0,第4个0变为同极性V;相邻V之间有 偶数个非0符号,将该小段第1个0变换反极性B,后面的非0符号从Ⅴ开始交替变化 消息码1000010000 000011 AM码-10000+10000-1+10000-1+1 HDB3码-1000V+1000+V-1+1-B00-V+1 lHDB3码-1000 1000+1-1+1-100-1+1-1 译码:Ⅴ是表示破坏极性交替规律的传号,Ⅴ是破坏点,译码时,找到破坏点,断定 V及前3个符号必是连0符号,从而恢复4个连0码,再将-1变成+1,便得到消息代码 特点:保持了AMI码的所有优点,克服了AM码受信源统计特性影响,可能出现长 的连0串的缺点,有利于提取定时信号。 三、PST码( Paired Selected ternary:成对选择三进码 编码:先把消息代码转换成码组序列,即每2个码元为一组的序列:然后将每一码组 编码成两个三进制数字(+、-、0),9种状态,可灵活选择其中4种状态,有+、-两种模 式(表5-1列出了其中一种应用最广泛的格式);当在一个码组中仅发送单个脉冲时,两个 模式应交替变换 表5-1PST码的一种格式 进制代码 +模式 -模式 01 0 消息代码 1001101000 PST码(+模式)+00 0 ST码(-模式) 00+-0+0 特点:无直流分量,能提供定时分量,编码简单。但需建立帧同步(分组信息)。 四、双相码( Biphase Code) 双相码又称 Manchester码(曼彻斯特码)。编码规则:对每个二进制代码分别利用两 个具有不同相位的二进制新码去代替。如0→01(零相位的一个周期方波);1→10(π相 位的一个周期方波) 消息代码 双相码 100101101001100101011010 特点:只使用两个电平,无直流分量,能提供定时分量,编码简单。但需带宽较宽 五、Milr(密勒)码(P9) 编码规则:“1”码用“10”或“01”表示:单个“0”,在码元持续时间内不出现电平

5－7 二、HDB3 码（High Density Bipolar— 3 Zeros：三阶高密度双极性码） 编码：先把消息代码变换成 AMI 码，然后检查连 0 的情况：没有 4 个以上连 0，则 AMI 码就是 HDB3；当出现 4 个及 4 个以上连 0，第 4 个 0 变为同极性 V；相邻 V 之间有 偶数个非 0 符号，将该小段第 1 个 0 变换反极性 B，后面的非 0 符号从 V 开始交替变化。 消息码 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1 AMI 码 -1 0 0 0 0 +1 0 0 0 0 -1 +1 0 0 0 0 -1 +1 HDB3 码 -1 0 0 0 -V +1 0 0 0 +V -1 +1 -B 0 0 -V +1 -1HDB3 码 -1 0 0 0 -1 +1 0 0 0 +1 -1 +1 -1 0 0 -1 +1 -1 译码：V 是表示破坏极性交替规律的传号，V 是破坏点，译码时，找到破坏点，断定 V 及前 3 个符号必是连 0 符号，从而恢复 4 个连 0 码，再将-1 变成+1，便得到消息代码。 特点：保持了 AMI 码的所有优点，克服了 AMI 码受信源统计特性影响，可能出现长 的连 0 串的缺点，有利于提取定时信号。 三、PST 码（Paired Selected Ternary：成对选择三进码） 编码：先把消息代码转换成码组序列，即每 2 个码元为一组的序列；然后将每一码组 编码成两个三进制数字（+、-、0），9 种状态，可灵活选择其中 4 种状态，有+、-两种模 式（表 5-1 列出了其中一种应用最广泛的格式）；当在一个码组中仅发送单个脉冲时，两个 模式应交替变换。 表 5-1 PST 码的一种格式 二进制代码 +模式 -模式 00 - + - + 01 0 + 0 - 10 + 0 - 0 11 + - + - 消息代码 1 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 1 PST 码（+模式） + 0 0 - + 0 - 0 - + + - PST 码（-模式） - 0 0 + - 0 + 0 - + + - 特点：无直流分量，能提供定时分量，编码简单。但需建立帧同步（分组信息）。 四、双相码（Biphase Code） 双相码又称 Manchester 码（曼彻斯特码）。编码规则：对每个二进制代码分别利用两 个具有不同相位的二进制新码去代替。如 0→01（零相位的一个周期方波）；1→10（π 相 位的一个周期方波）。 消息代码 1 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 1 双相码 10 01 01 10 10 01 10 01 01 01 10 10 特点：只使用两个电平，无直流分量，能提供定时分量，编码简单。但需带宽较宽。 五、Miller（密勒）码（P99） 编码规则：“1”码用“10”或“01”表示；单个“0”，在码元持续时间内不出现电平

跳跃,且与相邻码元的边界处也不出现跳跃:连“0”用“00”和“11”交替表示。 消息代码 1001101000 密勒码 011100011001100011000110 六、CM码(P99 编码规则:“1”码用“11”和“00”交替表示:“0”码用“01”表示。 消息代码 CMI l10101001101000l01011100 七、nBmB码(P99) 编码规则:把原代码流的n位二进制码编为一组,变换为m位的二进制码作为新的码 组。在光纤数字传输系统中,通常选择m=n+1,如1B2B、5B6B码等 双相码、密勒码、CMI码都是1B2B码 八、4B3T码(P9) 编码规则:把4个二进制符号变换成3个三进制符号。适于较高速率的数据传输系统。 54基带脉冲传输与码间干扰 、基带传输系统模型 基带传输系统的模型如图5-4所示 发送滤波器传输信道 接收滤波器 co)C(o)-+“ca 识别电路 图5-4数字基带传输系统模型 {an}为发送滤波器的输入符号序列,其对应的基带信号为: sO g(t-nT,) 式中 S() Gr(oe/ dd

5－8 跳跃，且与相邻码元的边界处也不出现跳跃；连“0”用“00”和“11”交替表示。 消息代码 1 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 1 密勒码 01 11 00 01 10 01 10 00 11 00 01 10 六、CMI 码（P99） 编码规则：“1”码用“11”和“00”交替表示；“0”码用“01”表示。 消息代码 1 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 1 CMI 码 11 01 01 00 11 01 00 01 01 01 11 00 七、nBmB 码（P99） 编码规则：把原代码流的 n 位二进制码编为一组，变换为 m 位的二进制码作为新的码 组。在光纤数字传输系统中，通常选择 m=n+1，如 1B2B、5B6B 码等。 双相码、密勒码、CMI 码都是 1B2B 码。 八、4B/3T 码（P99） 编码规则：把 4 个二进制符号变换成 3 个三进制符号。适于较高速率的数据传输系统。 5.4 基带脉冲传输与码间干扰 一、基带传输系统模型 基带传输系统的模型如图 5-4 所示。 发送滤波器 图 5-4 数字基带传输系统模型 n(t) 传输信道 接收滤波器 CT(ω) C (ω) CR(ω) 识别电路 {an} s(t) r(t) {an} {an}为发送滤波器的输入符号序列，其对应的基带信号为：  + =− = − n n nTs d(t) a  (t ) 则   =− = − n n T nTs s(t) a g (t ) 式中   − =     g t G e d j t T T ( ) 2 1 ( )

r()=∑a18(-nT)+n2() 式中 8R(0=LG,(@C()GR(@ londo 识别电路一般是一个抽样判决电路,设对信号在时刻(kT+1)抽样,to是可能的时偏 则()在抽样时刻的值为: r(kT+10)=a.8A(t0)+∑agk(k-n)7+1+n2(kT+t0) 式中,a4gA(t0)是第k个接收波形在该抽样时刻上的取值。判决是根据r(kT,+0)的值 是否大于Vo作为依据的,所以,判决结果依赖于不仅取决于第k个接收波形在该抽样时 刻上的取值ag(0),还受到码间串扰∑ang(k-n)7+1和随机噪声n2(k7+1) 的影响。显然,码间串扰和随机噪声越小,传输的误码率也越小。 、码间串扰 其它码元的响应在当前抽样时刻的取值,即∑angk-n)7+0],是接收信号中 除开第k个以外的所有基本波形在第k个抽样时刻的总和(代数和),称之为码间串扰。 它反映了其它码元对当前码元抽样值的影响 5.5无码间干扰的基带传输特性 、问题的提出 码间串扰影响当前码元的抽样值,使传输的误码率増加,那么,有没有办法消除码间 串扰呢? 从码间串扰的表示式可以看出,只要∑ a,grok-n)T+10]=0,即可消除码间串 月≠k 扰。但an是随机变化的,所以只能要求gg[(k-n)T,+l0]=0,而 g()=Go)Cooa(o)eo=,H(a)ldo 所以,只要找到合适的Ho),使ht)=2r H(O)emdo=0即可 、无码间串扰的基带传输特性 假设1=0,则满足无码间串扰的基带传输特性为:

5－9 r(t) a g (t nT ) n (t) R n =  n R − s +  =− 式中   − =       g t G C G e d j t R T R ( ) ( ) ( ) 2 1 ( ) 识别电路一般是一个抽样判决电路，设对信号在时刻（kTs+t0）抽样，t0 是可能的时偏， 则 r(t)在抽样时刻的值为： ( ) ( ) [( ) ] ( ) 0 0 0 0 r k T t a g t a g k n T t n k T t R s n k s + = k R + n R − s + + +  式中， ( ) 0 a g t k R 是第 k 个接收波形在该抽样时刻上的取值。判决是根据 ( ) 0 r kT t s + 的值 是否大于 V0 作为依据的，所以，判决结果依赖于不仅取决于第 k 个接收波形在该抽样时 刻上的取值 ( ) 0 a g t k R ，还受到码间串扰   − + n k n R s a g [(k n)T t ] 0 和随机噪声 ( ) 0 n kT t R s + 的影响。显然，码间串扰和随机噪声越小，传输的误码率也越小。 二、码间串扰 其它码元的响应在当前抽样时刻的取值，即   − + n k n R s a g [(k n)T t ] 0 ，是接收信号中 除开第 k 个以外的所有基本波形在第 k 个抽样时刻的总和（代数和），称之为码间串扰。 它反映了其它码元对当前码元抽样值的影响。 5.5 无码间干扰的基带传输特性 一、问题的提出 码间串扰影响当前码元的抽样值，使传输的误码率增加，那么，有没有办法消除码间 串扰呢？ 从码间串扰的表示式可以看出，只要  [( − ) + 0 ] = 0 nk n R s a g k n T t ，即可消除码间串 扰。但 an 是随机变化的，所以只能要求 gR [(k − n)Ts + t 0 ] = 0 ，而：    −  − = =           g t G C G e d H e d j t j t R T R ( ) 2 1 ( ) ( ) ( ) 2 1 ( ) 所以，只要找到合适的 H(ω)，使 ( ) 0 2 1 ( ) = =   −     h t H e d j t 即可。 二、无码间串扰的基带传输特性 假设 t0=0，则满足无码间串扰的基带传输特性为：

1k=0 时域:h(kT;) 0k≠0 频域:H(o)=∑Ho+ 2m\=t 称之为奈奎斯特( Nyquist)第一准则 三、几种无码间串扰的传输特性H(ω) (1)理想低通滤波器特性 (o)={.1s 0其它 该系统传输数据的最高码元速率∫=l。因为系统带宽为W=1/2T;,所以该系统无码 间串扰的最高传输速率为2W,此频率称之为奈奎斯特速率。其频带利用率为 五-2 2(bd/) B 存在问题:(1)理想的低通滤波器无法实现;(2)即使获得相当逼近的理想低通滤波 器的特性,其h(的“尾巴”—衰减振荡幅度较大,在定时不准(抽样时刻出现偏差) 时,仍然会出现码间串扰。 (2)余弦滚降特性 为了克服理想低通滤波器存在的问题,从实际滤波器的实现和对定时等方面的要求 采用具有余弦滚降频谱特性的H(o)是适宜的。其H(o)为:

5－10 时域：     = = 0 0 1 0 ( ) k k h kTs 频域： i s s s eq T T T i H H      =          =  + 2 ( ) —— 称之为奈奎斯特（Nyquist）第一准则。 三、几种无码间串扰的传输特性 H(ω) （1）理想低通滤波器特性       =     0 其它 ( ) s s T T H 该系统传输数据的最高码元速率 fb=1/Ts。因为系统带宽为 W=1/2Ts，所以该系统无码 间串扰的最高传输速率为 2W，此频率称之为奈奎斯特速率。其频带利用率为 2( / ) 2 baud Hz W W B f b  = = = 存在问题：（1）理想的低通滤波器无法实现；（2）即使获得相当逼近的理想低通滤波 器的特性，其 h(t)的“尾巴”——衰减振荡幅度较大，在定时不准（抽样时刻出现偏差） 时，仍然会出现码间串扰。 （2）余弦滚降特性 为了克服理想低通滤波器存在的问题，从实际滤波器的实现和对定时等方面的要求， 采用具有余弦滚降频谱特性的 H(ω)是适宜的。其 H(ω)为：