54间接调频——调相电路 直接调频的优点是能够获得较大的频偏,但其缺 点是中心频率稳定度低,即便是使用晶体振荡器直 接调频电路,其频率稳定度也比不受调制的晶体振 荡器有所降低。 借助调相来实现调频,可以采用高稳定的晶振作 方为主振器,利用积分器对调制信号积分后的结果,对 这个稳定的载频信号在后级进行调相,就可以得到频 率稳定度很高的调频浪
5.4 间接调频——调相电路 直接调频的优点是能够获得较大的频偏，但其缺 点是中心频率稳定度低，即便是使用晶体振荡器直 接调频电路，其频率稳定度也比不受调制的晶体振 荡器有所降低。 借助调相来实现调频，可以采用高稳定的晶振作 为主振器，利用积分器对调制信号积分后的结果，对 这个稳定的载频信号在后级进行调相，就可以得到频 率稳定度很高的调频波
5.41矢量合成法调相电路 矢量合成法调相电路是由调相信号的表达式得到的, 这种方法适合于窄带调相。 如单音频调制时,调相信号的表达式为 PM cos(o t+M cos Q2t) 男 Vm cos a t cos(M, cos Q2t)-Vm sin @tsin(M, cos 2t) 当M2>/2rad(或159)为窄带调相时 sin(M。cos2D)≈M。cosS2t cos(M,cost)≈1
5.4.1矢量合成法调相电路 矢量合成法调相电路是由调相信号的表达式得到的， 这种方法适合于窄带调相。 PM c p cos( t+M cos ) = V t m c p c p cos t cos(M cos ) sin t sin(M cos ) = − V t V t m m 当 12 MP rad(或15o)为窄带调相时， p p sin(M cos ) M cos t t p cos(M cos ) 1 t 如单音频调制时，调相信号的表达式为
上式可化简成为 Upy(t)=Vm cos at-Vm,M, cos Q2t sin at 将上式看作是两个长度分别为 V和 VCoS92t COS S 男 的正交矢量的合成, 学习工学 如图541(b)所示, 合成矢量为 △gt) u=Vm cost+o(t) 图541(b)
PM c p c t cos t M cos sin t （ ）= − V V t m m 将上式看作是两个长度分别为 Vm 和 V t m M cos p 的正交矢量的合成， 如图5.4.1（b）所示， 合成矢量为 cos[ ( )] V t t m c = + 上式可化简成为 图5.4.1（b）
U是一个调相调幅波〔幅度的变化可以通过限幅器 去掉),得到调相信号。当然,这种方法只能实现 Mn≤m2(rad)不失真的窄带调相。实现模型如图 541(a)所示 男 v sin @t 9 M X V,M, cos s sin a t 相移网络 V cos at 晶体 cos Ot 振荡器 M 相加器 541矢量合成法调相电路的实现模型
是一个调相调幅波（幅度的变化可以通过限幅器 去掉），得到调相信号。当然，这种方法只能实现 12 M p （rad）不失真的窄带调相。实现模型如图 5.4.1（a）所示
5.4.2、可变相移法调相电路 简单原理 将振荡器产生的载浪电压 V cos o通过一个可控相 移网络,如图542所示,此网络在O上产生的相移 男 0()受调制电压的控制,且其间呈线性关系,即 学习工学 cos o. 晶体 可控相48() 移网络 振荡器 mo)=Va cos[at+po) 图542可变相移法调相电路的实现模型
5.4.2、可变相移法调相电路 一、简单原理 将振荡器产生的载波电压 cos V t m c 通过一个可控相 移网络，如图5.4.2所示，此网络在 c 上产生的相移 c ( ) 受调制电压的控制，且其间呈线性关系，即
P(o=k,o(t=Mpcose2t 则相移网络的输出电压即为所需的调相浪,即 u(t)=Vm cosa t+P(o=vm cost+M, cos Q2t] 可控相移网络有多种实现电路,如Rc相移电路、 变容二极管与电感构成的谐振回路的移相电路等。其 学习工学 中应用最广的是变容二极管调相电路
c p P ( ) (t) M cos t k = = 则相移网络的输出电压即为所需的调相波，即 o m c c m c p (t) cos[ ( )] cos[ cos ] = + = + V t V t M t 可控相移网络有多种实现电路，如RC相移电路、 变容二极管与电感构成的谐振回路的移相电路等。其 中应用最广的是变容二极管调相电路
二、变容二极管调相电路 变容〓极管调相的实现模型为图54.3(a)际示 (b)为C并联谐振回路构成的可控相移网络。 L=I@t 男 Y cos (t 晶体振荡器 C移相网络 学习工学 PM输出 Pn(t) 图543可变相移法调相电路的实现模型与电路
二、变容二极管调相电路 变容二极管调相的实现模型为图5.4.3（a）所示， （b）为 LCj 并联谐振回路构成的可控相移网络。 图5.4.3 可变相移法调相电路的实现模型与电路
由(b)图知,LC i=I cos ot 并联回路的电容C受到 调制信号电压的控制, LTC PR U( 结合C回路的特性, 若加在变容管两端 男 的电压为U2= V cos s9t,则变容二极管结电容为 学习工学 (1+mcos Q2t) 回路阻抗z(jo2) R =Z(o,)e.) 1+10200 O()
由（b）图知， LCj 并联回路的电容 Cj 受到 调制信号电压的控制， 结合 若加在变容管两端 的电压为 cos = V t m ，则变容二极管结电容为 (1 cos ) jQ j n C C m t = + 回路阻抗 ( ) ( ) ( ) 2( ( )) 1 ( ) z c p j c c c e R Z j Z e t jQ t = = − + LC 回路的特性
其中 R 2Q2(2-O(1)) o( 0-、C为回路固有角频率 男 P,(O)=-arctan 2Qa-o()] RR Q P
其中 2 ( ) 2 ( ( )) 1 [ ] ( ) p c e c R Z Q t t = − + 0 1 LCjQ = 2 [ ( )] ( ) arctan ( ) e c Z c Q t t − = − 0 p p e R R Q L L = 为回路固有角频率
讨论: (1)未调制(调制信号电压2=0)时,C=C, 即回路的固有谐振角频率 等于载波角频率o,回路处于谐振状态 此时,回路呈现纯阻, 学习工学 2()=1(2)=R 0(O0)=92(O0)=0 回路两端的电压与激励电流同频同相
讨论： （1）未调制（调制信号电压 0 = ）时， C C j jQ = ， 0 1 ( ) c jQ t LC = = = ，即回路的固有谐振角频率 0 等于载波角频率 c ，回路处于谐振状态 。 此时，回路呈现纯阻， 0 ( ) ( ) Z Z R = = c e 0 ( ) ( ) 0 z z c = = 回路两端的电压与激励电流同频同相
