4.3振幅调制电路 照;调制的方法有两种,如图4.31所示 u()、「高电平大功率(「低电平小功率「线性功率大功率 调制 调制己调波放大器 户科学与工学 已调波 输出 已调波 输出 输出 a() a() 图4.3.1振幅调制方法 (a)高电平调制(b)低电平调制 4.3
4.3 振幅调制电路 调制的方法有两种，如图4.3.1所示。 4.3 图4.3.1 振幅调制方法 （a）高电平调制 （b）低电平调制
4.3.1低电平调制器 低电平调制是将调制信号v(t)与载波信号 信t通过时域内的相乘器实现的。 科 一、模拟乘法器调幅电路 学 模拟乘法器是低电平调幅电路的常用器件, 与 工它不仅可以实现普通调幅,也可以实现双 程 边带调幅与单边带调幅。 学 院 4.3.1
4.3.1 低电平调制器 低电平调制是将调制信号 ( )t 与载波信号 ( ) c t 通过时域内的相乘器实现的。 一、模拟乘法器调幅电路 模拟乘法器是低电平调幅电路的常用器件， 它不仅可以实现普通调幅，也可以实现双 边带调幅与单边带调幅。 4.3.1
+12 1k +01 1k 3.9k 3.9k 51 82 信号输出 载波 P(t)o 10 0.1 0.1x 11c1596 (或 户科学与工学 调制信号 12 14 7自7 100 50k 100 Ma值调节 图4.3.2MC1596组成的普通调幅或双边带调幅电路
图4.3.2 MC1596组成的普通调幅或双边带调幅电路
、大动态范围平衡调制器 AD630 1、组成原理 图433是 Al AD630的组成方框 图当开关S接到端 户科学与工学 1时,A1与A3级 R 联,并通过反馈 电阻R,接成反相 放大器,增益为: 图4.3.3AD630的组成方框图 R。R (动画 4.3.1
二、大动态范围平衡调制器 AD630 1、组成原理 4.3.1 图4.3.3是 AD630的组成方框 图。 图4.3.3 AD630的组成方框图 当开关S接到端 1时，A1与A3级 联，并通过反馈 电阻 Rf 接成反相 放大器，增益为： A R R f f 1 1 = − (动画)
当开关S接到 端2时。A2与 A3级联,并通 过反馈电阻接 成同相放大器, 户科学与工学 增益为 4n2=1+R/R2 为了使两个放大 图4.3.3AD630的组成方框图 器的增益相等,必须满足下列关系式: 8=1-8 (43.1) R R 或R=R/R2
当开关S接到 端2时。A2与 A3级联，并通 过反馈电阻 Rf 接 成同相放大器， 增益为： 2 2 1 A R R f f = + 为了使两个放大 器的增益相等，必须满足下列关系式： 1 2 1 R R f f R R = + 或 1 2 // R R R = f （4.3.1） 图4.3.3 AD630的组成方框图
开关S受电压比较器C的输出电平的控制,而输出电 平则由载波输入电压U控制,假设U= v coso t 正半周时S接到端2;负半周时S接到1端, 因而合成输出电压U可以表示为 户科学与工学 R U=DoK,Ot (4.32) R1 构成工作在开关状态的平衡调制器,产生DSB信号。 4.3.1
开关S受电压比较器C的输出电平的控制，而输出电 平则由载波输入电压 c 控制，假设 c cm c =V t cos ， 正半周时S接到端2；负半周时S接到1端， 因而合成输出电压 o 可以表示为： 2 1 ( ) f o c R K t R = （4.3.2） 构成工作在开关状态的平衡调制器，产生DSB信号。 4.3.1
2、内部简化电路和主要特性 图43.4是AD630的内部简化电路。 at A, A Ay A 34 Ts T T37 T38 ≮TsT, T T 67 T70 T 户科学与工学 T ￠T,T6平 T 32 132 T 补偿 T, T Rw Rw? Oko 图4.3.4AD630的内部简化电路 4.3.1
图4.3.4 AD630的内部简化电路 4.3.1 2、内部简化电路和主要特性 图4.3.4是AD630的内部简化电路
三、二极管调制电路 1、二极管平衡调制器 利用图424所示电路,令D=Dn= v cos Qt U2=U= coso.,且V>VDm,足够大,则二 极管工作在受制的开关状态,即可构成二极管平衡调 户科学与工学 制电路,如图435所示。若设带通滤波器的谐振等效 阻抗为R。可以证明流过负载的电流;为 2 U2(t)k(0) (4.3.3) R+2R 4.3.1
三、二极管调制电路 1、二极管平衡调制器 利用图4.2.4所示电路，令 1 cos = = V t m ， 2 cos = = c cm c V t ，且 V V cm m ， Vcm 足够大，则二 极管工作在受 c 制的开关状态，即可构成二极管平衡调 制电路，如图4.3.5所示。若设带通滤波器的谐振等效 阻抗为 RL 。可以证明流过负载的电流 L i 为 1 2 1 2 ( ) ( ) 2 L c D L i i i t k t R R = − = + （4.3.3） 4.3.1
其中R为二极管的导通内阻,k(01)是以a为角频率 的单向开关函数,将其傅立叶级数展开式代入式 (4.3.3)可得 VOm cos Q2t(+-cos@ t-. 3at+.) RD+2R, 3丌 (4.3.4) i中包含的频谱分量为9和(2n-1)o2±92(n=0,1,2,3 若输出滤波器的中心频率为f,带宽为2F,则输出电压为 4 R u,(t) LV cos t cos o t 丌R+2R (4.3.5) 4.3.1
其中 RD 为二极管的导通内阻， 1 ( ) c k t 是以 c 为角频率 的单向开关函数，将其傅立叶级数展开式代入式 （4.3.3）可得 2 1 2 2 cos ( cos cos 3 ) 2 2 3 L m c c D L i V t t t R R = + − + + （4.3.4） 4.3.1 L i 中包含的频谱分量为 和 (2 1) c n − ( 0,1, 2,3 ) n = 若输出滤波器的中心频率为 c f ，带宽为 2F ，则输出电压为 4 ( ) cos cos 2 L o m c D L R t V t t R R = + （4.3.5）
当R,>R时,有 4 R V cos Qt cos otx-V cos t cos o t 丌RD+2R2 (4.3.6) 输出电压是双边带调幅(DSB)信号。 需要说明的是,二极管平衡调制器中,调制电压和载 波信号的输入位置与所要完成的频谱搬移功能有密切的 关系。 E若将圈43.5中的信号交换位置,如图424所示,则 流过负载的电流如式(4.2.17)所示,此时电路将实现 普通调幅(AM)功能。 4.3.1
当 R R L D 时，有 4 2 ( ) cos cos cos cos 2 L o m c m c D L R t V t t V t t R R = + （4.3.6） 4.3.1 需要说明的是，二极管平衡调制器中，调制电压和载 波信号的输入位置与所要完成的频谱搬移功能有密切的 关系。 输出电压是双边带调幅（DSB）信号。 若将图4.3.5中的信号交换位置，如图4.2.4所示，则 流过负载的电流如式（4.2.17）所示，此时电路将实现 普通调幅（AM）功能