《通信系统混合信号V儿$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文，营洪彦 全差分运算放大器设计 唐长文(011021361)，营洪彦(021021061) zwtang@fudan.edu.cn,hyjian@fudan.edu.cn 复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室 一、 设计指标 在上华0.6 um CMOS2P2M工艺上设计一个全差分运算放大器，设计指标如下： ●直流增益 >80dB ● 单位增益带宽 >50MHz ● 负载电容 =5pF ● 相位裕量 >60° 增益裕量 >12dB ● 差分压摆率 >200V/s ● 共模电平 2.5V (VDD=5V) 共模负反馈单位增益带宽 >10MHz ● 等效输入噪声 20n'/√压 ● 输入失调电压 ±4V 二、运放结构选择 Vb1 M11 M13 M12 Vin+ M1 M2 n Vo+ Vo- M3 M4 Vb2 CcRc M5 M6 M9 Vcmfb M8 M10 图1共源共栅两级运算放大器
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 1 全差分运算放大器设计 唐长文 (011021361)，菅洪彦(021021061) zwtang@fudan.edu.cn, hyjian@fudan.edu.cn 复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室 一、设计指标 在上华 0.6um CMOS 2P2M 工艺上设计一个全差分运算放大器，设计指标如下： z 直流增益 : >80dB z 单位增益带宽 : >50MHz z 负载电容 : =5pF z 相位裕量 : >60 ° z 增益裕量 : >12dB z 差分压摆率 : >200V s µ z 共模电平 : 2.5V (VDD=5V) z 共模负反馈单位增益带宽 : >10MHz z 等效输入噪声 : 20 nV Hz z 输入失调电压 : ± 4V 二、运放结构选择 Vin+ VinVb1 Vo+ VoVb3 Vb2 CC CC RC RC M1 M2 M3 M4 M5 M6 M7 M8 M11 M12 M9 M10 Vcmfb M13 CL CL 图 1 共源共栅两级运算放大器
《通信系统混合信号$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文。营洪彦 运算放大器的的结构主要有三种：(a)简单两级运放，two-stage;(b)折叠共源共栅， folded-cascode,(c)共源共栅，telescopic。该运算放大器的设计指标要求差分输出摆幅为±4V, 即输出端的所有NMOS管的Vsr,w之和小于0.5V,输出端的所有PMOS管的'sp之和也必须 小于0.5V。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该要求，因此我 们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共 栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的 输入级，共源的输出级的结构，如图1所示。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，这 里Miller补偿或者Cascode补偿技术用来进行零极点补偿。 三、性能指标分析 1.差分直流增益Adm>80dB 该运算放大器存在两级：(1)、Cascode级增大直流增益(M1一M8):(2)、共源放大器 (M9-M12) 第一级增益 A=-Gm1R1=-gm1(8m3o1o3∥gm5a5o7）= 8m18m38m5 8ms8a18o3+8m3858o7 第二级增益 4=-GR2=-8m(olon）=-8 go9+goll 整个运算放大器的增益： 8m9—≥10'(80dB) Am=4:4=ge3n8o+go8s8oi8n+8al 8m18m38m5 2.差分压摆率≥200Vus 转换速率(Slew Rate)是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 定义转换速率SR: 。输入级R=L-2四 dt Ce Ce 单位增益带宽.=8m/Cc，可以得到Cc=8mi/o. 5R=2m=2s@=2%=y8 Cc gm 21 pst 其中'=Pcs-Ψ= ,cTh 1/ 因此，提高两级运算放大器转换速率的一种方法是尽可能增大管子M1的有效电压Vm。 ● 输出级：SR=L Icc lmax 21ps9 d Ce+CL 该个运算放大器的转换率SR=min'a,2,} Ce Ce+C 3.静态功耗：该运放没有功耗指标，这里我们以15mW为例简单分析一下。 运放的静态功耗：
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 2 运算放大器的的结构主要有三种: (a)简单两级运放，two-stage；(b)折叠共源共栅， folded-cascode; (c)共源共栅，telescopic。该运算放大器的设计指标要求差分输出摆幅为 ± 4V， 即输出端的所有 NMOS 管的VDSAT N, 之和小于 0.5V，输出端的所有 PMOS 管的VDSAT P, 之和也必须 小于 0.5V。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该要求，因此我 们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共 栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的 输入级，共源的输出级的结构，如图 1 所示。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，这 里 Miller 补偿或者 Cascode 补偿技术用来进行零极点补偿。 三、性能指标分析 1. 差分直流增益 Adm>80dB 该运算放大器存在两级：（1）、Cascode 级增大直流增益（M1－M8）；（2）、共源放大器 (M9-M12) 第一级增益 ( ) 135 1 1 1 1 313 557 513 357 // mm m m o m m oo m o o m oo m o o ggg A G R g g rr g rr g gg g gg =− =− =− + , 第二级增益 ( ) 9 2 2 2 9 9 11 9 11 // m mo m o o o o g A GR g r r g g =− =− =− + ， 整个运算放大器的增益： 135 9 4 1 2 5 1 3 3 5 7 9 11 10 (80 ) mm m m overall m oo m o o o o ggg g A A A dB g gg g gg g g =⋅ = ≥ + + 2. 差分压摆率 ≥ 200 V/us 转换速率（Slew Rate）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 定义转换速率 SR: z 输入级: max 1 max | 2 | out DS CC C C dv I I SR dt C C ≡ == 单位增益带宽 u mC 1 ω = g C ，可以得到C g C mu = 1 ω ∴ 11 1 1 1 1 1 22 2 2 DS DS u DS u eff u C m DS eff II I SR V C g I V ω ω == = = ω 其中 1 1 1 2 ( ) DS eff GS th p ox I V VV W C L µ = −= 因此，提高两级运算放大器转换速率的一种方法是尽可能增大管子 M1 的有效电压 Veff1。 z 输出级: max 9 max | 2 | out DS CC C CL dv I I SR dt C C C ≡ == + 该个运算放大器的转换率 13 9 2 min{ , } DS DS CCL I I SR CCC = + 3. 静态功耗: 该运放没有功耗指标，这里我们以 15mW 为例简单分析一下。 运放的静态功耗：
《通信系统混合信号$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文，营洪彦 Pstane =(Vad-Vs)(Ips9+Ips1o+1DS13) 静态功耗确定了整个电路的静态电流最大值为： 1c=y=50p-0D≈3m4 (2) 我们将该电流分配到电路的不同的地方去。例如，100μA给偏置电路，2900μA给两级放大电路。 这里完全是根据设计人员的经验来确定，有可能电流的分配并不能使整个电路达到全局最优。 4.等效输入噪声≤20nV/√HZ(thermal noise) 我们知道每一个晶体管都存在噪声电流源，其功率谱密 度为 2 S2=4KT(58m)+ K 8m 3 fWLCo 热噪声 1/f噪声 图2、NMOS管噪声电流源 我们忽略第二级的等效输入噪声，因为第二级的输入噪 声要除以第一级的增益。输入等效噪声为 5.相位裕量≥60度，单位增益带宽≥50MHz 假设运放只有两个极点。（实际上，会有两 个以上的极点，同时还会在右半平面或者左半平 jo 面的零点)。 由于密勒补偿电容C的存在，P1和P2将会分 jo 开的很远。假定Dn<op,这样在单位增益带 S-Plane 宽频率0，处第一极点引入-90°相移，整个相位 9 裕量是60°。所以第二极点在单位增益带宽频率处 P 的相移是-30°。 图3、S平面中的两个极点 PM260°，91≈90°， p2=180°-PM-0,≤30° ≤tam30°=0.577→0e≥1.73取a=2 0p
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 3 9 10 13 ( )( ) P V VI I I static dd ss DS DS DS = − ++ 静态功耗确定了整个电路的静态电流最大值为： 15 3 5.0 0 Static DC dd ss P mw I mA VV VV == ≈ − − （2） 我们将该电流分配到电路的不同的地方去。例如，100µA 给偏置电路，2900µA 给两级放大电路。 这里完全是根据设计人员的经验来确定，有可能电流的分配并不能使整个电路达到全局最优。 4. 等效输入噪声 ≤ 20 nV/ HZ (thermal noise) 我们知道每一个晶体管都存在噪声电流源，其功率谱密 度为 2 2 2 4( ) 3 DS f m i m ox K g S KT g fWLC = + 热噪声 1/f 噪声 我们忽略第二级的等效输入噪声，因为第二级的输入噪 声要除以第一级的增益。输入等效噪声为 2 22 2 7 ,1 7 1 2 m n in n n m g vv v g ⎡ ⎤ ⎛ ⎞ = + ⎢ ⎥ ⎜ ⎟ ⎢ ⎝ ⎠ ⎥ ⎣ ⎦ 5. 相位裕量 ≥ 60 度，单位增益带宽 ≥ 50 MHz 假设运放只有两个极点。（实际上，会有两 个以上的极点，同时还会在右半平面或者左半平 面的零点）。 由于密勒补偿电容 Cc 的存在，p1 和 p2将会分 开的很远。假定 p1 ω << p2 ω ，这样在单位增益带 宽频率ωu 处第一极点引入 − ° 90 相移，整个相位 裕量是60°。所以第二极点在单位增益带宽频率处 的相移是 − ° 30 。 PM ≥ ° 60 , 1 ϕ ≈ 90°， 2 1 ϕ = °− − ≤ ° 180 30 PM ϕ 2 tan 30 u p ω ω ≤ °＝0.577 ⇒ 2 1.73 p u ω ω ≥ ,取 2 2 p u ω ω = 图 2、NMOS 管噪声电流源 δ jω u jω 1 p 2 p ϕ1 ϕ2 S-Plane 图 3、S 平面中的两个极点
《通信系统混合信号$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文。营洪彦 8o18o3+8os8o7 另外，主极点On三8心，8s三 （gms8o18o3+8m38os87）(8o9+8oin (1+)Ce 8n3gn58n9Cc 89+8ol1 开环增益A。= 8m18m38m5 8m9 8m58o18o3+8m38o58o78o9+8o11 0。=A0n=8u 为得到高的单位增益带宽，应该使非主极点P2最大化。 Telescopic两级运放中存在至少三个极点： (1)Cascode点处(M1的漏极、M3的源极)的极点： Op.cascode= 8m3 Co3+Cgn+Cb+C (2)补偿电容引入的主极点： (8m58o18o3+8m38o58o7(8o9+8o11) 0n=(4,+l1)Cc 8m38m58mgCc 因为A2Cc是一个非常大的电容值，因此由于密勒效应该极点是一个主极点。 (3)输出极点： 该极点主要是由输出电容C引起的。 Ce =CL+Cm CL*Cc+Cr Opou G2= 8 Cc+Cp CeCp 8moCc CLCc+CLCp+CcCp M9栅极电容Cp=C1n+C:+C5 rCpCp0nw C.Ce+C.Cp C 这三个极点从小到大的顺序以此为：
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 4 另外，主极点 ( )( ) 1 13 57 3 5 5 1 3 3 5 7 9 11 9 359 9 11 (1 ) oo o o m m m oo mo o o o p m mmmC C o o gg gg g g g gg g gg g g g gggC C g g ω + + + ≅ ≅ + + ， 开环增益 135 9 5 1 3 3 5 7 9 11 mmm m o m oo m o o o o ggg g A g gg g gg g g = + + 1 m1 u op C g A C ω ω =⋅ = 为得到高的单位增益带宽，应该使非主极点 p2最大化。 Telescopic 两级运放中存在至少三个极点： （1） Cascode 点处（M1 的漏极、M3 的源极）的极点： 3 , 3 113 m p cascode gs gd db sb g CCCC ω = +++ （2） 补偿电容引入的主极点： ( )( ) 1 1 5 1 3 3 5 7 9 11 2 359 ( 1) o m oo m o o o o p C mmmC G g gg g gg g g A C gggC ω + + = = + ， 因为 A2CC是一个非常大的电容值，因此由于密勒效应该极点是一个主极点。 （3） 输出极点： 该极点主要是由输出电容 CL 引起的。 9 2 out C m o C p p L eq C p L C p C g G C C C C C C C C C ω + = = + + + ， m C 9 L C Lp Cp g C CC CC CC = + + M9 栅极电容CC C C p gs db db = ++ 11 3 5 ∵C C p > 9 out m p L g C ∴ω = 这三个极点从小到大的顺序以此为:
《通信系统混合信号$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文，营洪彦 第一极点：On (8ms8o18o3+8m38os8o7)(8o9+8o11) 8m38n58mgCc 第二极点：0e-8,第三极点：0mC 8m3 C +Ca+C+Cb3 6.共模负反馈：CMFB 为了稳定全差分运放输出共模电压，必须设计共模负反馈电路。在设计输出平衡的全差分 运算放大器的时候，必须考虑到以下几点[1小： ●共模负反馈的开环直流增益要求足够大，最好能够与差分开环直流增益相当： ●共模负反馈的单位增益带宽也要求足够大，最好接近差分单位增益带宽： ·为了确保共模负反馈的稳定，一般情况下要求进行共模回路补偿： ●共模信号检测器要求具有很好的线性特性： ·共模负反馈与差模信号无关，即使差模信号通路是关断的。 图4是一种共模负反馈实现结构[]，该结构共用了共模放大器和差模放大器的输入级中电 流镜及输出负载。这样，一方面降低了功耗：另一方面保证共模放大器与差模放大器在交流特 性上保持完全一致。因为共模放大器的输出级与差模放大器的输出级可以完全共用，电容补偿 电路也完全一样。只要差模放大器频率特性是稳定的，则共模负反馈也是稳定的。这种共模负 反馈电路使得全差分运算放大器可以像单端输出的运算放大器7一样设计，而不用考虑共模负 反馈电路对全差分运算放大器的影响。 Common Mode Differential Model Amplifier Amplifier Vb1 M14 M13 Vin-I Vcmfb M15 M16 M1 M2 M17 vcm M18 M3 Vb2 M19 M6 M5 Vb3 M20 M7 M8 图4共模、差模输入放大器
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 5 第一极点： ( )( ) 1 5 1 3 3 5 7 9 11 359 m oo m o o o o p mmmC g gg g gg g g gggC ω + + = ， 第二极点： 2 m9 p L g C ω = ，第三极点： 3 3 3 113 m p gs gd db sb g CCCC ω = +++ 6. 共模负反馈: CMFB 为了稳定全差分运放输出共模电压，必须设计共模负反馈电路。在设计输出平衡的全差分 运算放大器的时候，必须考虑到以下几点[1]: z 共模负反馈的开环直流增益要求足够大，最好能够与差分开环直流增益相当； z 共模负反馈的单位增益带宽也要求足够大，最好接近差分单位增益带宽； z 为了确保共模负反馈的稳定，一般情况下要求进行共模回路补偿； z 共模信号检测器要求具有很好的线性特性； z 共模负反馈与差模信号无关，即使差模信号通路是关断的。 图 4 是一种共模负反馈实现结构[1]，该结构共用了共模放大器和差模放大器的输入级中电 流镜及输出负载。这样，一方面降低了功耗；另一方面保证共模放大器与差模放大器在交流特 性上保持完全一致。因为共模放大器的输出级与差模放大器的输出级可以完全共用，电容补偿 电路也完全一样。只要差模放大器频率特性是稳定的，则共模负反馈也是稳定的。这种共模负 反馈电路使得全差分运算放大器可以像单端输出的运算放大器[7]一样设计，而不用考虑共模负 反馈电路对全差分运算放大器的影响。 Vin+ VinVb1 Vb3 Vb2 M1 M2 M3 M4 M5 M6 M7 M8 M14 Vcmfb M13 M17 M18 M19 M20 M15 Vcm M16 Common Mode Amplifier Differential Mode Amplifier 图 4 共模、差模输入放大器
《通信系统混合信号$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文。营洪彦 7.电压偏置电路：宽摆幅电流源 MB4 MB7 MB8 7MB14°b1 MB5 Ibias MB13 MB6 o Vb2 MB9 MB10 Vb1 MB11 MB12 MB1] MB2 MB3 图5宽摆幅电流源 在共源共橱输入级中需要三个电压偏置，为了使得输入级的动态范围大一些，图5中的宽 摆幅电流源来产生所需的三个偏置电压。根据宽摆幅电流源的设计要求，必须满足 .-).-) ).).-(2)-)-).-).2. )侣) 8.Miller补偿电阻 电阻Rc可以单独用来控制零点的位置，主要有以下几种方法。 I、 将零点搬移到无穷远处，消除零点，R必须等于发。· Ⅱ、把零点从右半平面移动左半平面，并且落在第二极点02上。这样，输出负载电容引 起的极点就去除掉了。这样做必须满足条件： 1 0:=0p2→ 一gmg Ce(1-Rc) C g11 6
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 6 7. 电压偏置电路：宽摆幅电流源 Vb1 Vb2 Vb1 MB5 MB7 MB8 MB6 MB1 MB13 MB14 MB2 Ibias MB3 MB4 MB10 MB11 MB12 MB9 图 5 宽摆幅电流源 在共源共栅输入级中需要三个电压偏置，为了使得输入级的动态范围大一些，图 5 中的宽 摆幅电流源来产生所需的三个偏置电压。根据宽摆幅电流源的设计要求，必须满足 B123 B B WWW LLL ⎛⎞ ⎛⎞ ⎛⎞ = = ⎜⎟ ⎜⎟ ⎜⎟ ⎝⎠ ⎝⎠ ⎝⎠ 5 6 13 7 8 14 4 4 B BB BBB B WWW WWW W LLL LLL L ⎛⎞ ⎛⎞ ⎛⎞ ⎛⎞ ⎛⎞ ⎛⎞ ⎛⎞ == === = ⎜⎟ ⎜⎟ ⎜⎟ ⎜⎟ ⎜⎟ ⎜⎟ ⎜⎟ ⎝⎠ ⎝⎠ ⎝⎠ ⎝⎠ ⎝⎠ ⎝⎠ ⎝⎠ 10 11 12 4 B B B WW W LL L ⎛⎞ ⎛⎞ ⎛⎞ = = ⎜⎟ ⎜⎟ ⎜⎟ ⎝⎠ ⎝⎠ ⎝⎠ 8. Miller 补偿电阻 电阻 RC可以单独用来控制零点的位置，主要有以下几种方法。 I、 将零点搬移到无穷远处，消除零点，RC必须等于 9 1 m g 。 II、 把零点从右半平面移动左半平面，并且落在第二极点ω p2 上。这样，输出负载电容引 起的极点就去除掉了。这样做必须满足条件： ωz1 2 =ω p → 9 11 1 1 ( ) m L C C m g C C R g − = −
《通信系统混合信号$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文。营洪彦 得到电阻值为 8m6 Ce Ⅲ、把零点从右半平面移动左半平面，并且使其略微大于单位增益带宽频率o,。比如，超 过20%。 0.>1.20. R>1 -1 → 0:≈ 8m9 RcCe ，并且0,8 Ce 得到电阻值为 1 Re≈12gm 四、手工计算 首先，我们必须从CSMC0.6um工艺库文件中得到工艺参数： 4.Ca=119μA1V2,4Ca=55.2μA/2,'H,x=0.73P，'m.p=-1.0V L.确定Miller补偿电容 为了保证相位裕量有60°，我们要求第二极点o和零点0.满足以下两个条件： 0:≥100,0m≥20，→8≥10,8m≥28= C C.’C,C 则，Cc≥0.2C,=0.2×5pF=1pF。这里，我们取Cc=2pF。 2.确定两级放大器中的工作电流 共模负反溃的输入端电流与差模输入端相同，因此输入级的工作电流 1am=0Rc-0or1c-2n0=133a, 由于有一些寄生电容，预留一些余量，我们取Is1=200μA,则Is,4=1ns.3=400μA。 输出级工作电流为， m=y(Ce+C.+C)=100W/s-8p时=800u 同样，由于有一些寄生电容，预留一些余量取Is1=900μ4。 3.计算放大管的跨导gm 根据全差分S1 ew Rate要求，5SR=15×2m-32@-32-A Ce gm 2 M1管的有效电压， 2 SR 2×200V/us_=0.425V, 30.3×6.28×50×10 M1管的跨导 8m1= _2×200u4=0.942mQ 0.425V >
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 7 得到电阻值为 6 1 (1 ) L C m C C R g C = + III、 把零点从右半平面移动左半平面，并且使其略微大于单位增益带宽频率ωu 。比如，超 过 20％。 1.2 ωz > ωu ∵ 9 1 C m R g >> → 1 z RC C C ω − ≈ ， 并且 m1 u C g C ω − ≈ 得到电阻值为 1 1 1.2 C m R g ≈ 四、手工计算 首先，我们必须从 CSMC 0.6um 工艺库文件中得到工艺参数: 2 119 / µ µ n ox C AV = ， 2 55.2 / µ µ p ox C AV = ， , 0.73 V V TH N = ， , 1.0 V V TH P = − 1. 确定 Miller 补偿电容 为了保证相位裕量有 60 °,我们要求第二极点 2 ω p 和零点ωz 满足以下两个条件： 10 ωz ≥ ωu ， 2 2 ω p ≥ ωu → 9 1 10 m m c c g g C C ≥ , 9 1 2 m m L c g g C C ≥ 则， 0.2 0.2 5 1 C C pF pF C L ≥ =× = 。这里，我们取 2 C pF C = 。 2. 确定两级放大器中的工作电流 共模负反溃的输入端电流与差模输入端相同，因此输入级的工作电流 ( ) 1 21 2 100 2 133.3 32 3 DS C I SR C V us pf uA ⎛ ⎞ = ⋅= ⋅ = ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ ， 由于有一些寄生电容，预留一些余量，我们取 1 200 DS I = µ A，则 ,14 ,13 400 DS DS I = I A = µ 。 输出级工作电流为， 11 ( ) 100 8 800 2 DS C L CMFB SR I = ⋅ ++ = ⋅ = C C C V us pf uA , 同样，由于有一些寄生电容，预留一些余量取 11 900 DS I = µ A 。 3. 计算放大管的跨导 gm 根据全差分 Slew Rate 要求， 11 1 1 1 1 1 23 3 3 1.5 2 2 DS DS u DS u eff u C m DS eff II I SR V C g I V ω ω =× = = = ω , M1 管的有效电压， 1 6 2 2 200 0.425 3 3 6.28 50 10 eff u SR V s V V µ ω × == = × ×× , M1 管的跨导 1 1 1 1 2 2 200 0.942 0.425 DS m eff I uA g m V V × − == = Ω
《通信系统混合信号$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文。营洪彦 W 2x52×10x20x10=402,取.= (0.942m2-2 W 804m 2um 根据第二极点是单位增益带宽的两倍，P,=20,→=2× C Ce M9管的跨导8m=2××C,=2×0.942×10 ×5pf=4.71m2J Ce 2pf (4.7m2- 8-u,C.am→72x1910*x90x10=1036 取片-10m,M9管的有效电压，2m= 2×900uA 7=0.254Ψ lum 897.065m2 4.电流源偏置管和Cascode管的尺寸 假定电流源偏置管M13、M11、M12、M7和M8,和Cascode管M3-M6的有效电压VeH=O.3V, 这样可以计算出所有管子的尺寸参数。 假定'wm=0.3，则 a=21-2x40x10 W 4C.352x10x03=161.0,(宁 160μm lum W 9W W 3604m 1s3 47h=362.3, = L lum M11-M12管子的有效电压，'1='n=0.3 假定'w2=0.3，则 21 pst 2×300×106 .C'7.,119x10×0.32 =56.0, =2 lum 假定'5=0.3V,则 21ns5_ 2×300×10- =56.0, 4.Cax'75119×10x0.3 lum 假定'=0.3P,则 2×300×106 .Ca552x10*×0.3=120.1, 120μm lum Cascode管M3的跨导为，gm3 21s2=2×300x10 -=2mQ- V的 0.3 5.Miller补偿电阻Rc的确定 我们将零点从右半平面移动左半平面，并且使其为单位增益带宽频率。的1.2倍， 则， 1一=8852。 Rc≈12gm
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 8 1 11 2 () m p ox DS W g C I L = µ → 1 2 2 1 6 6 (0.942 ) ( ) ( ) 40.2 2 55.2 10 200 10 WW m L L − − − Ω == = × × ×× ，取 2 1 80 () () 2 WW m L L m µ µ = = 。 根据第二极点是单位增益带宽的两倍， 2 2 u p = ω → 9 1 2 m m L C g g C C = × M9 管的跨导 3 1 1 9 0.942 10 2 2 5 4.71 2 m m L C g g C pf m C pf − × − =× × =× × = Ω 9 99 2 () m n ox DS W g C I L = µ → ( ) 2 1 9 6 6 4.71 ( ) 103.6 2 119 10 900 10 W m L − − − Ω = = ×× ×× , 取 9 100 ( ) 1 W m L m µ µ = ，M9 管的有效电压 9 9 1 9 2 2 900 0.254 7.065 DS eff m I uA V V g m − × == = Ω 4. 电流源偏置管和 Cascode 管的尺寸 假定电流源偏置管 M13、M11、M12、M7 和 M8，和 Cascode 管 M3-M6 的有效电压 Veff=0.3V， 这样可以计算出所有管子的尺寸参数。 假定 13 0.3 V V eff = , 则 6 13 13 2 62 13 2 2 400 10 ( ) 161.0 55.2 10 0.3 DS p ox eff W I L CV µ − − × × == = × × ， 13 160 ( ) 1 W m L m µ µ = 11 11 13 13 ( ) 9 4 ( ) DS DS W L I W I L = = → 11 12 13 9 ( ) ( ) ( ) 362.3 4 WW W L L L == = ， 11 12 360 () () 1 WW m L L m µ µ = = M11-M12 管子的有效电压， 11 12 0.3 VV V eff eff = = 假定 ,7 0.3 V V eff = , 则 6 7 7 2 62 ,7 2 2 300 10 ( ) 56.0 119 10 0.3 DS n ox eff W I L CV µ − − × × == = × × ， 7 8 60 () () 1 WW m L L m µ µ = = 假定 ,5 0.3 V V eff = , 则 6 5 5 2 62 ,5 2 2 300 10 ( ) 56.0 119 10 0.3 DS n ox eff W I L CV µ − − × × == = × × ， 5 6 60 () () 1 WW m L L m µ µ = = 假定 ,3 0.3 V V eff = , 则 6 3 3 2 62 ,3 2 2 300 10 ( ) 120.1 55.2 10 0.3 DS n ox eff W I L CV µ − − × × == = × × ， 3 4 120 () () 1 WW m L L m µ µ = = Cascode 管 M3 的跨导为， 6 3 1 3 3 2 2 300 10 2 0.3 DS m eff I g m V − × × − = = =Ω 5. Miller 补偿电阻 RC的确定 我们将零点从右半平面移动左半平面，并且使其为单位增益带宽频率ωu 的 1.2 倍， 则， 1 1 885 1.2 C m R g ≈ =Ω
《通信系统混合信号$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文，营洪彦 6.偏置电路的管子尺寸 根据所有MOS的有效电压，我们可以计算出偏置电压Vbl-Vb4的值。 '1='出-(Wm,p+'s.3)=5-(1.0M+0.3)=3.7V '2='x,coM+'c1-'o,1-'xc.3='N,cow+(WH,r+',)-Vo,l-(WH,+'at,3) =2.5P+(1.0P+0.318)-0.3V-(1.0P+0.3=2.218P,由于衬偏效应，取V=2.1V V3='m,N+'s7+'s5=0.73Y+2×0.3Y=1.33y '4='m.w+'s,7=0.73V+0.3P=1.03 偏置电流Ibias=-25uA,计算可以得到MBl-MB12管的尺寸为， (咒)() =10m _2.5m 2um ) B10-11 lum 7.共模负反馈的管子尺寸 共模负反馈放大器输入级与差模放大器输入级相匹配，直流工作电流相同。为了提高增益 也采用Cascode结构，因此管子尺寸为， 促)-). ()-().- 40μm 1004m lum 2um 2um )- 80μm 40um 1m 咒.-() 14m 8.开环增益的确定 假设NMOS管与PMOS管的1相等，元n=元，=1 A。= 8m18m38m5 8m58o18o3+8m38o58o78o9+8o11 8m18m38ms 48ms(1s1)）+4gm(21s3)）/1s11+1s11 80，—=8m8816,1dn2≥10 16 得到1≤0.088。 假设CSMC0.6μm工艺中的元n=0.1W-,元n=0.2V-,则L取1um基本能够满足直流增益指标。 9
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 9 6. 偏置电路的管子尺寸 根据所有 MOS 的有效电压，我们可以计算出偏置电压 Vb1-Vb4 的值。 ( ) 1 , ,13 ( ) 5 1.0 0.3 3.7 VV V V V V V b dd TH P DS = − + =− + = 2 , ,1 ,1 ,3 , , ,1 ,1 , ,3 ( )( ) VV V V V V V V V V V b IN COM SG SD SG IN COM TH P eff SD TH P eff = +−− = + + −− + =+ + −− + = 2.5 (1.0 0.318 ) 0.3 (1.0 0.3 ) 2.218 V V V V VV V ，由于衬偏效应，取 2 2.1 V V b = 3 , ,7 ,5 0.73 2 0.3 1.33 VV V V V V V b TH N DS DS = + + = +× = 4 , ,7 0.73 0.3 1.03 VV V V V V b TH N DS = += += 偏置电流 Ibias=25uA，计算可以得到 MB1-MB12 管的尺寸为， 123 10 BB B 2 WWW m L LL m µ µ ⎛⎞ ⎛⎞ ⎛⎞ === ⎜⎟ ⎜⎟ ⎜⎟ ⎝⎠ ⎝⎠ ⎝⎠ ， 5 9 10 B B 1 W m L m µ − µ ⎛ ⎞ = ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ ， 4 2.5 B 1 W m L m µ µ ⎛ ⎞ = ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ ， 10 12 5 B 1 W m L m µ − µ ⎛ ⎞ = ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ 7. 共模负反馈的管子尺寸 共模负反馈放大器输入级与差模放大器输入级相匹配，直流工作电流相同。为了提高增益 也采用 Cascode 结构，因此管子尺寸为， 14 13 160 1 WW m L L m µ µ ⎛⎞ ⎛⎞ = = ⎜⎟ ⎜⎟ ⎝⎠ ⎝⎠ ， 15 16 1 1 40 2 2 WW W m L L Lm µ µ ⎛⎞ ⎛⎞ ⎛⎞ = == = ⎜⎟ ⎜⎟ ⎜⎟ ⎝⎠ ⎝⎠ ⎝⎠ ， 17 1 100 2 WW m L L m µ µ ⎛⎞ ⎛⎞ == = ⎜⎟ ⎜⎟ ⎝⎠ ⎝⎠ 18 3 2 80 3 1 W Wm L L m µ µ ⎛⎞ ⎛⎞ == = ⎜⎟ ⎜⎟ ⎝⎠ ⎝⎠ ， 19 20 5 2 40 3 1 WW W m L L Lm µ µ ⎛⎞ ⎛⎞ ⎛⎞ == = ⎜⎟ ⎜⎟ ⎜⎟ ⎝⎠ ⎝⎠ ⎝⎠ 。 8. 开环增益的确定 假设 NMOS 管与 PMOS 管的λ 相等，λn p = λ λ = 1 3 5 11 5 1 3 3 5 7 9 11 mmm m o m oo m o o o o ggg g A g gg g gg g g = + + () () 1 3 5 9 1 3 11 21 3 4 2 2 13 11 5 13 3 13 11 11 10 4 4 16 mm m m mm m DS DS m DS m DS DS DS ggg g ggg I I gI gI I I λ λ λ λ λ −− − = =≥ + + 得到λ ≤ 0.088。 假设 CSMC 0.6 µ m 工艺中的 1 0.1 λn V − = , 1 0.2 λ p V − = ，则 L 取 1 µm 基本能够满足直流增益指标
《通信系统混合信号$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文，营洪彦 五、SPICE仿真 1.DC工作点与AC特性 首先我们在输入端为2.5V共模电压的情况下，进行直流工作点的分析，对某些MOS管进 行修改和调整。手工计算和SPICE仿真的管子尺寸如表格1所示。 表格一、管子尺寸、 工作电流与有效电压 MOS管 WL(计算值) Ips Ve WL(仿真) Ips Ver MI M2 MI7 804m/2um 200HA 0.425V 1004m/2um 227A 0.621V M3 M4 120m/14m 300LA 0.3V 1204m/1m 3414A 0.369V M5 M6 601m/1μm 300LA 0.3V 604m/14m 341山A 0.282V M7 M8 604m/1m 300A 0.3V 60 um /1 um 3414A 0.298V M9M10 100m/14m 900A 0.254V 1004m/14m 10004A 0.340V MII MI2 3604m/1μm 9004A 0.3V 3004m/14m 10004A 0.396V MI3 M14 160m/14m 400A 0.3V 1604m/1m 4544A 0.385V M15M16 401m/21m 1004A 0.425V 404m/21m 114μA 0.528V M18 804m/1um 2004A 0.3V 80m/1m 2274A 0.368V M19 404m/14m 200LA 0.3V 404m/14m 227μA 0.283V M20 40um/14m 2004A 0.3V 40m/1m 2274A 0.297V MBI MB2 MB3 104m/2m 25uA 0.290V 10 um 12 um 25μA 0.277V MB4 2.5m/11m 25 uA 0.602V 2.5um/1m 26.44A 0.854V MB5 MB6 104m/14m 25μA 0.30V 104m/1um 264A 0.361V MB13 MB7MB8 104m/1m 254A 0.30V 104m/1m 264A 0.382V MB14 MB9 104m/1m 25μA 0.30V 104m/1m 264A 0.356V MB10 5 um/1 um 25 uA 0.290V 5 um/1 um 264A 0.274V MB11 5 um /1 um 25A 0.290V 5 umn um 26ⅢA 0.327V MB12 1.25m/1m 25uA 0.580V 1 um/1 um 26 uA 0.797V 图7压摆率测试电路图 图6AC频响测试图 10
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 10 五、SPICE 仿真 1． DC 工作点与 AC 特性 首先我们在输入端为 2.5V 共模电压的情况下，进行直流工作点的分析，对某些 MOS 管进 行修改和调整。手工计算和 SPICE 仿真的管子尺寸如表格 1 所示。 表格一、管子尺寸、工作电流与有效电压 MOS 管 W/L（计算值） IDS Veff W/L（仿真） IDS Veff M1 M2 M17 80 µm /2 µm 200 µ A 0.425V 100 µm /2 µm 227 µ A 0.621V M3 M4 120 µm /1 µm 300 µ A 0.3V 120 µm /1 µm 341 µ A 0.369V M5 M6 60 µm /1 µm 300 µ A 0.3V 60 µm /1 µm 341 µ A 0.282V M7 M8 60 µm /1 µm 300 µ A 0.3V 60 µm /1 µm 341 µ A 0.298V M9 M10 100 µm /1 µm 900 µ A 0.254V 100 µm /1 µm 1000 µ A 0.340V M11 M12 360 µm /1 µm 900 µ A 0.3V 300 µm /1 µm 1000 µ A 0.396V M13 M14 160 µm /1 µm 400 µ A 0.3V 160 µm /1 µm 454 µ A 0.385V M15 M16 40 µm /2 µm 100 µ A 0.425V 40 µm /2 µm 114 µ A 0.528V M18 80 µm /1 µm 200 µ A 0.3V 80 µm /1 µm 227 µ A 0.368V M19 40 µm /1 µm 200 µ A 0.3V 40 µm /1 µm 227 µ A 0.283V M20 40 µm /1 µm 200 µ A 0.3V 40 µm /1 µm 227 µ A 0.297V MB1 MB2 MB3 10 µm /2 µm 25 µ A 0.290V 10 µm /2 µm 25 µ A 0.277V MB4 2.5 µm /1 µm 25 µ A 0.602V 2.5 µm /1 µm 26.4 µ A 0.854V MB5 MB6 MB13 10 µm /1 µm 25 µ A 0.30V 10 µm /1 µm 26 µ A 0.361V MB7 MB8 MB14 10 µm /1 µm 25 µ A 0.30V 10 µm /1 µm 26 µ A 0.382V MB9 10 µm /1 µm 25 µ A 0.30V 10 µm /1 µm 26 µ A 0.356V MB10 5 µm /1 µm 25 µ A 0.290V 5 µm /1 µm 26 µ A 0.274V MB11 5 µm /1 µm 25 µ A 0.290V 5 µm /1 µm 26 µ A 0.327V MB12 1.25 µm /1 µm 25 µ A 0.580V 1 µm /1 µm 26 µ A 0.797V 图 6 AC 频响测试图 图 7 压摆率测试电路图