轨对轨运算放大器的设计 Design of Rail-to-Rail Operational amplifier

第一章引言 数字化处理技术已经广泛应用于电子设备中，然而电子设备的原始信号均 来自现实世界，如电磁记录、扬声器、麦克风、CCD、LCD、无线调制器和解调 器等，它们所产生的信号都为模拟信号，这些信号实现数字处理前必然要先经过 模拟信号处理（比如放大、AD转换等），同时数字化处理后的信号作用于现实 世界时仍需还原为模拟信号（比如D/A转换、功率放大等）。因而即使在数字技 术十分成熟的今天，模拟信号处理技术仍是无法回避，不能忽视的。 运算放大器是模拟集成电路中的一个重要模块。随着信息技术和微电子制 作工艺技术的高速发展，器件的特征尺寸越来越小，由此构成的集成电路的电源 电压也越来越低，传统的运算放大器结构己经不能满足设计指标的要求。近十年 来，各种新结构的低电压运算放大器已经大量涌现。 在MOS管的特征尺寸和电源电压不断下降的情况下，对于一个运算放大 器，我们不但希望它的输入和输出仍然有大的动态范围，而且希望输出级仍然有 较强的驱动能力。这个时候，rail-to-rail放大器就变得尤为重要。rail-to-rail放大 器的输入共模电压和输出共模电压都可以接近正负电源电压，这就是所谓的输入 输出rail-to-rail结构。输入级的rail-to-rail结构是一个跨导恒定的输入级，其共 模电压输入范围从接近负电源电压到接近正电源电压，使得在较大的共模输入电 压范围内，放大器都能以相同的增益放大信号。输出级的rail-to-rail结构是指输 出共模电压的摆幅可以到达正负电源电压值。作为一种通用的CMOS运算放大 器电路，rail-to-rail运算放大器可以广泛的用于个人通信设备，TFT-LCD的电压 参考缓冲器，无线局域网设备等低功耗应用场合及采样ADC、DAC中的放大器 等诸多领域。 现阶段rail-to-rail运算放大器的设计注重于：如何保证跨导在整个输入共 模电压范围内恒定。通常的rail-to-rail运放采用两级结构。输入级用PMOS和 NMOS并联的互补差分输入对实现，一个典型的rail-to-rail放大器的结构框图如 图1.1所示：

第一章 引言 数字化处理技术已经广泛应用于电子设备中，然而电子设备的原始信号均 来自现实世界，如电磁记录、扬声器、麦克风、CCD、LCD、无线调制器和解调 器等，它们所产生的信号都为模拟信号，这些信号实现数字处理前必然要先经过 模拟信号处理（比如放大、A/D 转换等），同时数字化处理后的信号作用于现实 世界时仍需还原为模拟信号（比如 D/A 转换、功率放大等）。因而即使在数字技 术十分成熟的今天，模拟信号处理技术仍是无法回避，不能忽视的。 运算放大器是模拟集成电路中的一个重要模块。随着信息技术和微电子制 作工艺技术的高速发展，器件的特征尺寸越来越小，由此构成的集成电路的电源 电压也越来越低，传统的运算放大器结构已经不能满足设计指标的要求。近十年 来，各种新结构的低电压运算放大器已经大量涌现。 在 MOS 管的特征尺寸和电源电压不断下降的情况下，对于一个运算放大 器，我们不但希望它的输入和输出仍然有大的动态范围，而且希望输出级仍然有 较强的驱动能力。这个时候，rail-to-rail 放大器就变得尤为重要。rail-to-rail 放大 器的输入共模电压和输出共模电压都可以接近正负电源电压，这就是所谓的输入 输出 rail-to-rail 结构。输入级的 rail-to-rail 结构是一个跨导恒定的输入级，其共 模电压输入范围从接近负电源电压到接近正电源电压，使得在较大的共模输入电 压范围内，放大器都能以相同的增益放大信号。输出级的 rail-to-rail 结构是指输 出共模电压的摆幅可以到达正负电源电压值。作为一种通用的 CMOS 运算放大 器电路，rail-to-rail 运算放大器可以广泛的用于个人通信设备，TFT-LCD 的电压 参考缓冲器，无线局域网设备等低功耗应用场合及采样 ADC、DAC 中的放大器 等诸多领域。 现阶段 rail-to-rail 运算放大器的设计注重于： 如何保证跨导在整个输入共 模电压范围内恒定。通常的 rail-to-rail 运放采用两级结构。输入级用 PMOS 和 NMOS 并联的互补差分输入对实现，一个典型的 rail-to-rail 放大器的结构框图如 图 1.1 所示：

PMOSNMOS 浮动的控制 ◆gm控制电路 并联的互补 电流源和电 推挽输出 差分输入对 压源 电路 偏置电路 图1.1rail-to-rail放大器的结构

图 1.1 rail-to-rail 放大器的结构

第二章rail-to-rail运算放大器结构和原理分析 §2.l.保持恒定gm的rail-to-rail输入级 VDD Ip In VIN+ VIN- VSS 图2.1rail-to-rail输入级 输入级用PMOS和NMOS并联的互补差分输入对实现。电路工作可以分为 三个区：当共模输入电压接近负电源VSS时，NMOS输入对截止，PMOS输入 对处于放大阶段：当共模输入电压接近正电源VDD时，PMOS输入对截止， NMOS输入对处于放大阶段：当共模输入电压处于中间阶段时，PMOS输入对 和NMOS输入对都有放大作用。图2.1所示的输入级总跨导可以由下面的公式 表示： gnt=gm+gmp=VBIn+Bplp (1) 其中B,和B,分别是NMOS管和PMOS管的跨导参数，In和I,分别是流经 NMOS管和PMOS管的电流。如果只是简单的满足Bn=B,和In=I。，可以看 到当共模输入电压在中间状态时，输入级的跨导约变化一倍，而这将导致运放增 益和运放增益带宽都发生变化，使得频率补偿变得困难。为了使得输入级总跨导 在共模输入电压丛VSS到VDD变化时为一定值，可以在满足Bn=B。=B的条 件下，设计特定的偏置电路来使得√D,+√厂为一定值。这时gm=√B(√，+√)

第二章 rail-to-rail 运算放大器结构和原理分析 §2.1.保持恒定gm的rail-to-rail输入级 MP1 MP2 VDD VIN+ VIN￾In Ip MN1 MN2 VSS 图 2.1 rail-to-rail 输入级 输入级用 PMOS 和 NMOS 并联的互补差分输入对实现。电路工作可以分为 三个区：当共模输入电压接近负电源 VSS 时，NMOS 输入对截止，PMOS 输入 对处于放大阶段；当共模输入电压接近正电源 VDD 时，PMOS 输入对截止， NMOS 输入对处于放大阶段；当共模输入电压处于中间阶段时，PMOS 输入对 和 NMOS 输入对都有放大作用。图 2.1 所示的输入级总跨导可以由下面的公式 表示： mT mn mp n n p p g gg I I =+= + β β （1） 其中β n 和β p 分别是 NMOS 管和 PMOS 管的跨导参数， n I 和 p I 分别是流经 NMOS 管和 PMOS 管的电流。如果只是简单的满足β n ＝ β p 和 n I ＝ p I ，可以看 到当共模输入电压在中间状态时，输入级的跨导约变化一倍，而这将导致运放增 益和运放增益带宽都发生变化，使得频率补偿变得困难。为了使得输入级总跨导 在共模输入电压丛 VSS 到 VDD 变化时为一定值，可以在满足β n ＝β p ＝β 的条 件下，设计特定的偏置电路来使得 n p I + I 为一定值。这时 ( ) mT n p g II = + β

不因为共模输入电压的不同而改变。 但是我们发现，上面所说的控制输入级总跨导为一常数的方法要求阝n=P。 =B,而 B-C) (2) 因此必须满足 党党.=414， (3) 不同工艺的4n和4，的比值存在较大的差异，即使同一工艺，其4n和4，的 比值也会有一定的偏差（有时甚至达到30%）。因此为了使得B。=B。,在不同的 工艺下必须选用不同的长宽比例。所以在一个工艺调整好的电路参数，在另外一 个工艺下将会不能使用。 本文使用了一种新型的与工艺无关的rail-to-rail运算放大器输入级，克服了 上述两个缺点。 Bn=P,的假定导致了常跨导输入级对工艺的依赖性，因此这一设计抛弃B。 =Bn的假定，丛√P,In+√B,I,整体考虑。当共模输入电压接近VSS时，PMOS管 对通过的最大电流记为Ipmx;当共模输入电压接近VDD时，NMOS管对通过的最 大电流记为Inmx。首先设计一个最大电流计算电路，计算出给定输入级宽长比时 Ipmm和Inmx的值，使得B,Ipmx=B,Inax。然后，设计一个电流控制电路，当共模 输入电压在(VDD+VSS)2附近时，使得√P,I,+VB,I,为一固定值。 1.最大电流计算电路 当Vcm接近VSS时，NMOS管对不导通，I,为0：PMOS管对完全导通，In= Ipmx:此时输入级跨导为： guT =gm+gmp=VBIn+Bplp=Bplpma (4) 当Vcm接近VDD时，PMOS管对不导通，I,为O;NMOS管对完全导通，In =Inx;此时输入级跨导为：

不因为共模输入电压的不同而改变。 但是我们发现，上面所说的控制输入级总跨导为一常数的方法要求β n ＝β p ＝β ，而 ( ) ox W C L β μ = （2） 因此必须满足 ( ) /( ) / p n np W W L L = μ μ （3） 不同工艺的μn 和μ p 的比值存在较大的差异，即使同一工艺, 其μn 和μ p 的 比值也会有一定的偏差(有时甚至达到30% ) 。因此为了使得β n ＝β p ，在不同的 工艺下必须选用不同的长宽比例。所以在一个工艺调整好的电路参数，在另外一 个工艺下将会不能使用。 本文使用了一种新型的与工艺无关的rail-to-rail运算放大器输入级，克服了 上述两个缺点。 β n ＝β p 的假定导致了常跨导输入级对工艺的依赖性，因此这一设计抛弃β n ＝β p 的假定，丛 nn p p β β I + I 整体考虑。当共模输入电压接近VSS时, PMOS管 对通过的最大电流记为 pmax I ；当共模输入电压接近VDD时,NMOS管对通过的最 大电流记为 nmax I 。首先设计一个最大电流计算电路, 计算出给定输入级宽长比时 pmax I 和 nmax I 的值, 使得 p p nn max max β I = β I 。然后, 设计一个电流控制电路, 当共模 输入电压在（VDD＋VSS）/2附近时, 使得 nn p p β β I + I 为一固定值。 1．最大电流计算电路 当Vcm接近VSS时，NMOS管对不导通， n I 为0；PMOS管对完全导通， p I ＝ pmax I ；此时输入级跨导为： mT mn mp n n p p g gg I I =+= + β β ＝ p pmax β I （4） 当Vcm接近VDD时，PMOS管对不导通， n I 为0；NMOS管对完全导通， n I ＝ nmax I ；此时输入级跨导为：

gat =gm+gmp=VBln+Bplp =Blnmas (5) 为了保证Vcm在VSS和VDD附近时，(4)和(5)式相等，必须有 Bplpma =BInmax 我们设定In的值，通过如图2.2所示的最大电流计算电路来计算出Ipm的 值。 VDD ① 1.25Inmax MB8 MB7 MB2 MB3 MBi MBI Ipmax Inmax MB5 MB6 VSS 图2.2最大电流计算电路 图中NMOS管MB1和MB2的宽长比与输入管对MN1和MN2相同，PMOS管 MB3和MB4的宽长比与输入管MP1和MP2相同。MB8和MB7,MB6和MB5都是4： 1电流镜。可以得到： IVGS3I+VGSB2VGSR4I+VGS (6) 即 22=VB4+ VB. 24+VB1+ 2 (7) V B. NMOS管MB2和MB1的源级都连接到VSS,由于相同的体效应，可以认为阈 值电压'2和'近似相同：同样的，PMOS管MB3和MB4的源级都连接到节点5， 阈值电压V和V4近似相同。所以(7)式可以进一步改写为： (8)

mT mn mp n n p p g gg I I =+= + β β ＝ n nmax β I （5） 为了保证Vcm在VSS和VDD附近时，（4）和（5）式相等，必须有 p p nn max max β I = β I 。 我们设定 nmax I 的值，通过如图2.2所示的最大电流计算电路来计算出 pmax I 的 值。 图2.2 最大电流计算电路 图中NMOS管MB1和MB2的宽长比与输入管对MN1和MN2相同，PMOS管 MB3和MB4的宽长比与输入管MP1和MP2相同。MB8和MB7，MB6和MB5都是4： 1电流镜。可以得到： 3241 || || VVVV GSB GSB GSB GSB += + （6） 即 3 2 41 32 41 2 B 2 22 B BB TB TB TB TB p n pn I I I I VV VV β β ββ + ++ = + ++ （7） NMOS管MB2和MB1的源级都连接到VSS，由于相同的体效应，可以认为阈 值电压VTB2 和VTB1近似相同；同样的，PMOS管MB3和MB4的源级都连接到节点5， 阈值电压VTB3和VTB4 近似相同。所以（7）式可以进一步改写为： 3 2 41 2 B 222 B BB pn pn I I I I β βββ +=+ （8）

再由公，公=1=可以得到： Bpl pma=BI nmax (9) 2.电流控制电路 MESMB6 MAI2 MP 4 1.45nmax MP2 MNI MAS MA7 MA4 MA3 MAS MA5 图2.3电流控制电路 图2.3所示是一个电流控制电路（为清楚起见，图中也画出了输入对），它 通过对MP1和MP2PMOS管对电流的监测，来控制通过MN1和MN2NMOS管 对的电流，从而达到常跨导的要求。 前面所述的最大电流计算电路只是计算出了对应于一定的Ipmx下Inmx的 值。为了真正实现当Vcm接近VSS时，PMOS管对最大电流为Ipmr:当Vcm 接近VDD时，NMOS管对最大电流为Inmx,需要采用一个电流控制电路。在图 2.3中MB8和MP组成的电流镜控制了流过MP管的最大电流。当MB8和MP 管都处于饱和区时，MP管的电流I,等于通过MB8管的电流Ipmx;随着Vcm升 高，MP管逐渐进入线性区，I,从Ipm值逐渐减少。MAS,MA6和MN管的宽 长比一样，所以流过MN管的电流应该和流过MA5管的电流相同，也就是和流 过MA4管的电流相同，不会超过Inmax。 MA12,MA1和MA2管是MP,MP1和MP2管的一个复本，这样保证了 流过MA3管的电流完全等于I。。图3实线部分是I,和In转换的控制电路，它保 证了当，降为子m时，1，增加到子=

再由 1 max 1 4 B p I = I ， 3 max 1 4 B n I = I ， B p 2 max I = I ， B n 4 max I = I 可以得到： p p nn max max β I = β I （9） 2．电流控制电路 图2.3 电流控制电路 图 2.3 所示是一个电流控制电路（为清楚起见，图中也画出了输入对），它 通过对 MP1 和 MP2PMOS 管对电流的监测，来控制通过 MN1 和 MN2 NMOS 管 对的电流，从而达到常跨导的要求。 前面所述的最大电流计算电路只是计算出了对应于一定的 pmax I 下 nmax I 的 值。为了真正实现当 Vcm 接近 VSS 时，PMOS 管对最大电流为 pmax I ；当 Vcm 接近 VDD 时，NMOS 管对最大电流为 nmax I ，需要采用一个电流控制电路。在图 2.3 中 MB8 和 MP 组成的电流镜控制了流过 MP 管的最大电流。当 MB8 和 MP 管都处于饱和区时，MP 管的电流 p I 等于通过 MB8 管的电流 pmax I ；随着 Vcm 升 高，MP 管逐渐进入线性区， p I 从 pmax I 值逐渐减少。MA5，MA6 和 MN 管的宽 长比一样，所以流过 MN 管的电流应该和流过 MA5 管的电流相同，也就是和流 过 MA4 管的电流相同，不会超过 nmax I 。 MA12，MA1 和 MA2 管是 MP，MP1 和 MP2 管的一个复本，这样保证了 流过 MA3 管的电流完全等于 p I 。图 3 实线部分是 p I 和 n I 转换的控制电路，它保 证了当 p I 降为 max 1 4 p I 时， n I 增加到 max 1 4 n I

Ma9和MA10是一个1：1电流镜，所以流过MA7和MA8的漏级电流相同，且 MA7和MA8宽长比相同，因此|'s,H'ssI,这样MA7,MA8,MA9和MA10构成 了一个电压控制电路，确保节点6和节点7的电压恒相等。MA11和MA4管的宽长 比与输入管MP1和MP2一样，MA3和MB1管的宽长比与输入管MN1和MN2一 样。从图3中，可以得到下式： Vs=VGSAI I+VGSB =VGS44I+VGS43=V] (10) 2I (11) N。 B. 与最大电流计算电路相类似，NMOS管MA3与MB1的源级都连接到VSS, 所以阈值电压's和V,可以认为是近似相同的：同样PMOS管MAI1与MA4 的源级分别连接到等电压节点6和7，所以阈值电压'4，和'44也可以认为是近 似相同的。所以（11)式可以进一步改写为： 2 A11 (12) B 由于电流镜作用I44=L,I=I。:从图3中可以看出流过MB1和MA11管 的电流为常数（即不随着共模输入电压改变而改变），不妨设I1=14,I1=1。 (12)式两边乘以VB,PR,可以得到： NBL+√B,=√BI+Vp,1 (13) 发现等式右边就是输入级的总跨导8…我们只婴取定L,-,, 1,=,并且由(9)式可得： 8=+=所+以=B.x+ √E,Ipma=√B,lnm (14) 上面的式子说明，共模输入电压Vcm在接近负电源VSS,接近正电源VDD

Ma9和MA10是一个1：1电流镜，所以流过MA7和MA8的漏级电流相同，且 MA7和MA8宽长比相同，因此 7 8 | || | V V GS GS = ,这样MA7，MA8，MA9和MA10构成 了一个电压控制电路，确保节点6和节点7的电压恒相等。MA11和MA4管的宽长 比与输入管MP1和MP2一样,MA3 和MB1 管的宽长比与输入管MN1 和MN2 一 样。从图3中, 可以得到下式: 6 11 1 4 3 7 | | || VV V V V V = += += GSA GSB GSA GSA （10） 11 1 4 3 11 1 4 3 222 2 ABA A TA TB TA TA pn pn I II I V VVV β βββ + ++ = + ++ （11） 与最大电流计算电路相类似，NMOS 管 MA3 与 MB1 的源级都连接到 VSS， 所以阈值电压VTA3 和VTB1可以认为是近似相同的；同样 PMOS 管 MA11 与 MA4 的源级分别连接到等电压节点 6 和 7，所以阈值电压VTA11和VTA4也可以认为是近 似相同的。所以（11）式可以进一步改写为： 11 1 4 3 2 22 2 A BA A pn pn I II I β βββ +=+ （12） 由于电流镜作用 A n 4 I = I , A p 3 I = I ；从图 3 中可以看出流过 MB1 和 MA11 管 的电流为常数（即不随着共模输入电压改变而改变），不妨设 A d 11 I = I , B c 1 I = I 。 （12）式两边乘以 1 2 βn p β 可以得到： nd pc β β I + I ＝ nn p p β β I + I （13） 发现等式右边就是输入级的总跨导 mT g 。我们只要取定 max 1 4 c p I = I ， max 1 4 d n I = I ，并且由（9）式可得： mT g ＝ nn p p β β I + I ＝ nd pc β β I + I ＝ max 1 4 n n β × I ＋ max 1 4 p p β × I ＝ p pmax β I ＝ n nmax β I （14） 上面的式子说明，共模输入电压 Vcm 在接近负电源 VSS，接近正电源 VDD

以及处于两者之间时，输入级的总跨导g是相等的。因此这一输入级电路在 阝n≠B。的条件下实现了常跨导输入级。 §2.2.rail-to-rail的AB类输出级 运算放大器输入级的电压增益为输入级总跨导与其负载电阻的乘积，即： GT =gmT x RL (15) 在跨导和是一个恒定的常数时，要使电压增益恒定，就必须保证放大器的负 载是一个常数。一般输入级的负载是由MOS管构成的有源负载，如图2.4所示。负 载MOS管的偏置电流随输入级的偏置电流变化。负载管偏置于饱和区时，其源漏 端小信号等效输出电阻为： m-0 (16) 其阻值与偏置电流成反比。对于普通的二级放大电路，其静态工作电流大 致不变化，因此使用这样的结构是没有问题的。但是对于上面所述的常跨导输入 级，其静态工作电流会随共模输入电压的变化而变化，并不是一定值。当Vc接 近VSS时，PMOS管输入对静态电流Ipmx,它的NMOS管负载对上的静态电流也 应该是Inma,而此时NMOS管输入对以及其PMOS管负载对上的电流应该接近O: 当Vcm接近Vdd时，NMOS管输入对及其PMOS管负载对的静态电流接近Inmx, 而此时PMOS管输入对以及其NMOS管负载对上的电流应该接近0。这样就严重 影响了(16)式表述的电压增益在整个共模输入电压范围内的恒定

以及处于两者之间时，输入级的总跨导 mT g 是相等的。因此这一输入级电路在 β n ≠ β p 的条件下实现了常跨导输入级。 §2.2.rail-to-rail的AB类输出级 运算放大器输入级的电压增益为输入级总跨导与其负载电阻的乘积，即： Gg R T mT L = × （15） 在跨导和是一个恒定的常数时, 要使电压增益恒定, 就必须保证放大器的负 载是一个常数。一般输入级的负载是由MOS管构成的有源负载，如图2.4所示。负 载MOS管的偏置电流随输入级的偏置电流变化。负载管偏置于饱和区时, 其源漏 端小信号等效输出电阻为： 1 on r λI = （16） 其阻值与偏置电流成反比。对于普通的二级放大电路，其静态工作电流大 致不变化，因此使用这样的结构是没有问题的。但是对于上面所述的常跨导输入 级，其静态工作电流会随共模输入电压的变化而变化，并不是一定值。当Vcm接 近VSS时，PMOS管输入对静态电流 pmax I ，它的NMOS管负载对上的静态电流也 应该是 pmax I ，而此时NMOS管输入对以及其PMOS管负载对上的电流应该接近0； 当Vcm接近Vdd时，NMOS管输入对及其PMOS管负载对的静态电流接近 nmax I ， 而此时PMOS管输入对以及其NMOS管负载对上的电流应该接近0。这样就严重 影响了（16） 式表述的电压增益在整个共模输入电压范围内的恒定

VDD pmos管负载对 p MPI MP2 MN 。VIN- In VIN+ mos管负载对 VSS 图2.4MOS管构成的有源负载 为此，本文采用folded cascade的有源负载，并将其直接与AB类控制的输出级 结合，在提高电压增益，增加电压输出动态范围的同时，保证了在整个共模输入 电压范围内，运算放大器的总电压增益。电路图如图25所示。 VDD MCI MC13 MC2 3 MC14 MC3 MI 112 M2 ①n MCI5 I16 VIN- MC5 GND 图2.5rail-to-rail的AB类输出级 l.Folded cascode结构的恒定有源负载 M1和M2为输出管，MC11和MC12为浮动电压源，MC9和MC10为浮动 电流源，MC1和MC2,MC5和MC6分别是输入NMOS管对和PMOS管对的有 源负载。MC3和MC4,MC7和MC8分别是单管cascode放大器。 图中的AB类控制电路中包括两条回路，一条为M1,MC11,MC14和MC13

MP1 MP2 VDD VIN+ VIN￾In Ip MN1 MN2 pmos管负载对 nmos管负载对 VSS 图 2.4 MOS 管构成的有源负载 为此, 本文采用folded cascade的有源负载,并将其直接与AB类控制的输出级 结合, 在提高电压增益, 增加电压输出动态范围的同时, 保证了在整个共模输入 电压范围内, 运算放大器的总电压增益。电路图如图2.5所示。 图2.5 rail-to-rail的AB类输出级 1． Folded cascode结构的恒定有源负载 M1 和 M2 为输出管，MC11 和 MC12 为浮动电压源，MC9 和 MC10 为浮动 电流源，MC1 和 MC2，MC5 和 MC6 分别是输入 NMOS 管对和 PMOS 管对的有 源负载。MC3 和 MC4，MC7 和 MC8 分别是单管 cascode 放大器。 图中的AB类控制电路中包括两条回路，一条为M1，MC11，MC14和MC13

另一条为M2,MC12,MC15,MC16,它们控制着输出管的静态电流I。。这些 管子的栅源电压分别满足： IVGSC131+IVGSC14 VGSCu I+IVGS1 (17) VGSCIS+VGSCI6 VGSCI2+VGS2 (18) 为补偿MOS管的衬偏效应，调节MC11和MC14,MC12和MC15,使它们偏 置于同样的栅源电压下，则有VGSCB H'ccl,Vcc6='c2。所以M1,M2管的 直流偏置电流分别为： 1= (19) 1c6 (20) W c6 若使电流源Ic=lc6, 就有： (cn W (21) (Tc16 这就使得输出级的静态工作点得以稳定，不会受共模输入电压变化的影响。 同时注意到有'c1HVas1l,'csc5='as2,即PMOS管M1和MC1,NMOS a c 管M2和MC5的栅源电压相等，有Ic,= 1。。如果取 W 那么MC1和MC5上流过的电流相等。考虑到电流镜的作用就 是MC1,MC2,MC5,MC6上流过的电流全相等，设其为Ic。并忽略沟道长 度调制系数1随其源漏电压变化的影响（一般情况下，选取最小沟道长度的2一3 倍，在此电路中就可忽略这一效应)；根据(12)式，则输入级有源负载的小信号

另一条为M2，MC12，MC15，MC16，它们控制着输出管的静态电流 q I 。这些 管子的栅源电压分别满足: 13 14 11 1 | | | || | | | V VV V GSC GSC GSC GS +=+ (17) VVVV GSC GSC GSC GS 15 16 12 2 +=+ (18) 为补偿MOS管的衬偏效应, 调节MC11和MC14，MC12和MC15，使它们偏 置于同样的栅源电压下, 则有 13 11 | || | V V GSC GSC = , V V GSC GS 16 2 = 。所以M1，M2管的 直流偏置电流分别为: q1 I ＝ 1 13 13 ( ) ( ) C C W L I W L (19) q2 I = 2 16 16 ( ) ( ) C C W L I W L (20) 若使电流源 C C 13 16 I = I , 1 13 ( ) ( )C W L W L = 2 16 ( ) ( )C W L W L ， 就有： q I ＝ 1 13 13 ( ) ( ) C C W L I W L = 2 16 16 ( ) ( ) C C W L I W L (21) 这就使得输出级的静态工作点得以稳定，不会受共模输入电压变化的影响。 同时注意到有 1 1 | || | V V GSC GS = , V V GSC GS 5 2 = ，即 PMOS 管 M1 和 MC1，NMOS 管 M2 和 MC5 的栅源电压相等,有 C1 I ＝ 1 1 ( ) ( ) C q W L I W L ， C5 I = 5 2 ( ) ( ) C q W L I W L 。如果取 1 1 ( ) ( ) C W L W L = 5 2 ( ) ( ) C W L W L ，那么 MC1 和 MC5 上流过的电流相等。考虑到电流镜的作用就 是 MC1，MC2，MC5，MC6 上流过的电流全相等，设其为 C1 I 。并忽略沟道长 度调制系数λ 随其源漏电压变化的影响(一般情况下, 选取最小沟道长度的 2－3 倍, 在此电路中就可忽略这一效应) ；根据(12) 式, 则输入级有源负载的小信号