第9章扩频通信概述 第9章扩频通信概述 ·扩谱通信：信号传输的带宽W与信息速率R(bps)之比远大于1，即 W1R>1。 。三种基本的扩频方法： I)直接序列扩频(DS,Direct Sequence Spreading): 2)跳频式扩频(FH,Frequency Hopping) 3)跳时式扩频(TH,Time Hopping)。 三者都采用伪随机(PN序列控制调制参数随机地改变而实现频谱扩展。 ·混合式扩频：DS、FH和TH三种扩频方式可以结合起来应用，构成 混合式扩频系统，例如：FH-DS、FH-TH、DSTH ·扩频通信系统可以在很宽的信号频带、很低的功率谱密度条件下传输 信息，因此有许多重要特性和重要的应用。 9.1直接序列扩频通信系统 9.1.1直接序列(DS)扩频通信系统的总体结构 调 图9-1DS扩频通信系统的结构 ·发送端 信息符号的矢量序列{y,i=0,12,.}，符号速率R: 采用扩频PN码{p(k),k=0,1,2,L。-1}: 西安电子科技大学
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 1 第 9 章 扩频通信概述 z 扩谱通信：信号传输的带宽 W 与信息速率 Rb (bps)之比远大于 1，即 / W Rb >>1。 z 三种基本的扩频方法： 1）直接序列扩频（DS, Direct Sequence Spreading）； 2）跳频式扩频（FH，Frequency Hopping）； 3）跳时式扩频（TH，Time Hopping）。 三者都采用伪随机(PN)序列控制调制参数随机地改变而实现频谱扩展。 z 混合式扩频：DS 、FH 和 TH 三种扩频方式可以结合起来应用，构成 混合式扩频系统，例如：FH-DS、FH-TH、DS-TH z 扩频通信系统可以在很宽的信号频带、很低的功率谱密度条件下传输 信息，因此有许多重要特性和重要的应用。 9.1 直接序列扩频通信系统 9.1.1 直接序列(DS)扩频通信系统的总体结构 图 9-1-1 DS 扩频通信系统的结构 z 发送端 信息符号的矢量序列{ i v ,i = 0,1, 2,.} ，符号速率 Rs ； 采用扩频 PN 码{ p k( )， 0,1,2,., 1 c k L = − } ；
第9章扩频通信概述 扩展为码片矢量序列{c,k=0,1,2.},码片速率R.=L。R 。接收端 对基带解调输出的码片序列估计{，k=0,l,2,.},采用PN码{p(k), k=0,l,2,L。-1}进行同步相关解扩，获得符号矢量序列{，i=0,12,.},再 将它用于符号检测判决：而其中的载波跟踪和符号同步是利用解扩及符号判决 之后所获得的反馈信息实现的。 ·两种DS扩频方式 ①只用一个PN码对每个符号进行的扩频： ②采用M个相互正交的PN码分别表示M种符号，对每个M进制符号进 行扩频，即M元扩频或软扩频： 9.1.2DS扩频信号的产生 发射端产生DS扩频信号的步骤： ()符号的形成和矢量表示 ·符号矢量的星座点集，通常只用BPSK的S:{o=1,v四=1}或QPSK 的S:{vo=1,y0j,y2=-1,v)=j}o ●将待传输的数据信息，表示为符号矢量序列{y,i=0,1,2,.}其中 y,=》表示第i个符号是第m种符号。 ·对于M元扩频，将输入的K比特K=LogM)信息看作一个符号，根据 其信息内容从一个包含有M种符号的符号集中找到相应符号，记下其 种类的序号m,，从而待传的数据流表示为符号种类序号序列{m, i=01,2,}。 (2)扩频 ·对于常规DSSS系统，采用PN码为{p(O),p),p(L.-1)},乘以各个 符号的矢量值y,取代该符号；使速率为R的符号序列{y,)变为速率为 R=R,L.的码片序列{c},即 西安电子科技大学
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 2 扩展为码片矢量序列{ k c , k = 0,1, 2,.} ，码片速率 Rc = Lc Rs z 接收端 对基带解调输出的码片序列估计{ ˆ k c , k = 0,1,2,.}，采用 PN 码{ p k( )， 0,1, 2,., 1 c k L = − }进行同步相关解扩，获得符号矢量序列{ ˆ i v , 0,1, 2,. i = }，再 将它用于符号检测判决；而其中的载波跟踪和符号同步是利用解扩及符号判决 之后所获得的反馈信息实现的。 z 两种 DS 扩频方式 ① 只用一个 PN 码对每个符号进行的扩频； ② 采用 M 个相互正交的 PN 码分别表示 M 种符号,对每个 M 进制符号进 行扩频，即 M 元扩频或软扩频； 9.1.2 DS 扩频信号的产生 发射端产生 DS 扩频信号的步骤： (1) 符号的形成和矢量表示 z 符号矢量的星座点集，通常只用 BPSK 的S:{ (0) v =-1， (1) v =1}或 QPSK 的S:{ (0) v =1， (1) v =j， (2) v =-1， (3) v =-j}。 z 将待传输的数据信息，表示为符号矢量序列{ i v ， i = 0,1, 2,. }其中 i v = ( ) mi v 表示第i 个符号是第mi 种符号。 z 对于 M 元扩频，将输入的 K 比特( K = L 2 og M )信息看作一个符号，根据 其信息内容从一个包含有 M 种符号的符号集中找到相应符号，记下其 种类的序号 mi ，从而待传的数据流表示为符号种类序号序列{ mi ， i = 0,1,2,.}。 (2) 扩频 z 对于常规 DSSS 系统，采用 PN 码为{ (0), (1),., ( 1)} c p p pL − ，乘以各个 符号的矢量值 i v ，取代该符号；使速率为 Rs 的符号序列{ i v }变为速率为 Rc = Rs . Lc 的码片序列{ k c }，即
第9章扩频通信概述 c=克pk-i)k=0.L2 (9-1-1) 如果调制方式为QPSK,那么符号矢量序列{yi=0,12,.}是复数形式的，因此 扩频所得码片序列{c()}也是复数序列。 ·M元扩频系统 设{p.(O,P,P.(亿-I}L02-M为M个相互正交的PN码，其中各码 片的取值一般也为+1或-1：对于一个待传输的符号矢量序列{”，i=0,1,2}进 行M元扩频，就是根据各个矢量符号y的种类序号m找出相应那种PN码 {pm()}乘以该符号矢量，从而将速率为R,的符号序列{y,i=0,12,.}扩展为速 率为R的码片序列{c(k)},即 c)月 vpk-L,)k=0,12 (9-1-2) 其中的y=vm) (3)基带调制 采用成形滤波器g()将扩频所得码片序列进行波形成形，即 s,()=∑c(k)g1-kT) (9-1-3) n-0 采用频带效率很低的成形波进行码片成形，虽然可能使直扩倍数降低而降 低了解扩处理增益，但是成形波的匹配滤波也可获得信噪比增益，因此在超宽 带通信系统中常被采用。 (④载波调制 对于需要以带通信号形式进行传输，则将前一步得到的s,(①)进行载波调制 即s()=s,().exp(j0,),就变为带通信号发送。 西安电子科技大学 3
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 3 1 0 () .( ) Lc i c i k p k iL − = c = − ∑v k = 0,1,2,. (9-1-1) 如果调制方式为 QPSK，那么符号矢量序列{ i v 0,1, 2,. i = }是复数形式的，因此 扩频所得码片序列{ c( ) k }也是复数序列。 z M 元扩频系统 设{ (0), (1),., ( 1)} m m mc p p pL − 0,1,2,., 1 | m M = − 为M 个相互正交的 PN 码，其中各码 片的取值一般也为+1 或-1；对于一个待传输的符号矢量序列{ i v i = 0,1, 2,.}进 行 M 元扩频，就是根据各个矢量符号 i v 的种类序号 mi 找出相应那种 PN 码 { ( ) mi p n }乘以该符号矢量，从而将速率为 Rs 的符号序列{ i v 0,1,2,. i = }扩展为速 率为 Rc的码片序列{ c( ) k }，即 1 0 () ( ) c i L im c i k p k iL − = c v = − ∑ k = 0,1,2,. (9-1-2) 其中的 i v = ( ) mi v (3) 基带调制 采用成形滤波器 g t( )将扩频所得码片序列进行波形成形，即 ( ) l s t = 0 ( ). ( )c n k g t kT ∞ = ∑c − (9-1-3) 采用频带效率很低的成形波进行码片成形，虽然可能使直扩倍数降低而降 低了解扩处理增益，但是成形波的匹配滤波也可获得信噪比增益，因此在超宽 带通信系统中常被采用。 (4) 载波调制 对于需要以带通信号形式进行传输，则将前一步得到的 ( ) l s t 进行载波调制， 即s( )t = ( ) l s t . exp( ) c jω t ，就变为带通信号发送
第9章扩频通信概述 9.1.3扩频信号的接收一一解扩解调 ()载波解调 接收端先将接收到的带通型信号r()=s,().exp(j0,)+n),采用本地振荡 xp-jo,1-p)作为参考信号进行正交下变频，使之变为零中频信号r(),并采 样率采样量化为零中频信号样点序列，即 r(n)=s (n)ens+n(n) (914) 这是不完全的载波解调，只有在完全消除了残留频偏和相偏之后才能称得上完 全的载波解调，但这一步只能在后面解扩之后才能实现。 (2)基带解调和解扩 对零中频信号r,()在每个码片的中点位置抽样，然后用与发射端相同的PN 进行同步相关运算，每个接收符号求出一个相关量，设每个符号间隔T的采样 点数为宁，每个码片间隔T的采样点数为节，则第i个符号的相关量为 =纪5i+k灯p的 Le K-o 下∑s,面+eo玩p+n,.+k》-pk (9-1-5a) =是艺试+k)emp)+i0 Lo Fy.eao成+p1 eis(i) i=0,1,2, L.0 其中y是第i个发送符号矢量，也就是当假定无信道噪声、无载波频偏、无载波 相偏时接收信号与本地PN码的互相关量。噪声部分： 0,面，+k风010L2 (9-1-5b) 仍然是一个零均值的高斯白噪声序列。 如果载波频偏值比符号速率R小得多，例如：相对频偏△ω2πR)≤1/5， 西安电子科技大学
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 4 9.1.3 扩频信号的接收――解扩解调 (1) 载波解调 接收端先将接收到的带通型信号r( )t = ( ) l s t . exp( ) c jω t + η( )t ，采用本地振荡 exp( ) ˆc − − j t ω ϕ 作为参考信号进行正交下变频，使之变为零中频信号 0 r ( )t ，并采 样率采样量化为零中频信号样点序列，即 (. ) 0 ( ) ( ). j n l n ne Δω +ϕ r s = + 0 η ( ) n (9-1-4) 这是不完全的载波解调，只有在完全消除了残留频偏和相偏之后才能称得上完 全的载波解调，但这一步只能在后面解扩之后才能实现。 (2) 基带解调和解扩 对零中频信号 0 r ( ) n 在每个码片的中点位置抽样，然后用与发射端相同的 PN 进行同步相关运算，每个接收符号求出一个相关量，设每个符号间隔Ts 的采样 点数为Ts ，每个码片间隔Tc的采样点数为Tc ，则第i 个符号的相关量为 ˆ i v = 1 Lc 1 0 0 ( ). ( ) Lc s c k iT kT p k − = ∑r + = 1 Lc 1 [ .( ) ] 0 0 { ( ). ( )}. ( ) c s c L j iT kT ls c s c k iT kT e iT kT p k ω ϕ − Δ ++ = ∑ s + ++ η = 1 Lc 1 [ ( )] 0 ˆ( ). . ( ) c s c L j iT kT s c k iT kT e p k ω ϕ − Δ ++ = ∑c + + 0 η ( )i = 1 (. ) . 0 1 . c s c L j iT j kT i c k e e L ωϕ ω − Δ+ Δ = ∑ v + 0 η ( )i i = 0,1, 2,. (9-1-5a) 其中 i v 是第i 个发送符号矢量，也就是当假定无信道噪声、无载波频偏、无载波 相偏时接收信号与本地 PN 码的互相关量。噪声部分： 0 η ( )i = 1 Lc 1 0 0 ( ). ( ) Lc s c k iT kT p k − = ∑η + i = 0,1,2,. (9-1-5b) 仍然是一个零均值的高斯白噪声序列。 如果载波频偏值比符号速率 Rs 小得多，例如：相对频偏Δω /(2π Rs ) ≤ 1/5
第9章扩频通信概述 即（△oL.T)≤2π5，则有∑ek1L.≈1，此时(9-1-5a)式可近似表示为 v.e()i=0.1,2. (9-1-5c) 此时解扩所得相关值与原发送符号矢量y,相比，除了()之外，还相差一个 常数因子eaaL,+。如果其中的频偏△o和相偏p可估计出，并采用锁相环消除， 使e41:那么立用作第1个符号的判决量，其中含有相位信息，可实现相 干解调判决。 如果载波的相对频偏值△o2πR)较大，(9-1-5a)式中∑。e妖1L的值 显著小于1，那么解扩相关运算将产生显著的信噪比损失，甚至不能正常进行： 这个问题对于同步捕获和锁相环入锁阶段的影响，是值得特别注意的。 ·M元扩频信号的接收检测： 需要对每个接收信号符号的要用M种符号的PN码分别进行相关运算，得 到M个相关量，即 m)=↓包 盆5武+7n倒 =乞s面+机)e城m+n试+灯月p. Le -o 士艺a面+场ep因0 (9-1-6) =vme或m定e+i0 L m=0,1,2,M-1 i=0,1,2. 其中ⅴ，(m)是假定无信道噪声和频偏相偏时第i个接收符号的码片序列与第m种 符号PN码{P(k),k=0,1,2,L.-1}的互相关值。 M元扩频系统中常常采用非相干解调，一般不采用锁相环消除载波频偏， 而直接采用零中频信号进行相关解扩运算；如果相对频偏值（△@(2πR)大于 西安电子科技大学 5
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 5 即( Δω Lc Tc )≤ 2π /5，则有 1 . 0 c c L j kT k e − Δω ∑ = / Lc ≈1，此时(9-1-5a)式可近似表示为 ˆi v ≈ (. ) . s j iT i e Δ + ω ϕ v + 0 η ( )i i = 0,1,2,. (9-1-5c) 此时解扩所得相关值 ˆ i v 与原发送符号矢量 i v 相比，除了 0 η ( )i 之外，还相差一个 常数因子 [. ] c j L e Δ + ω ϕ 。如果其中的频偏Δω 和相偏ϕ 可估计出，并采用锁相环消除， 使 [. ] c j L e Δ + ω ϕ ≈1；那么 ˆi v 用作第i 个符号的判决量，其中含有相位信息，可实现相 干解调判决。 如果载波的相对频偏值 Δω /(2π Rs )较大，(9-1-5a)式中 1 . 0 c c L j kT k e − Δω ∑ = / Lc 的值 显著小于 1，那么解扩相关运算将产生显著的信噪比损失，甚至不能正常进行； 这个问题对于同步捕获和锁相环入锁阶段的影响，是值得特别注意的。 z M 元扩频信号的接收检测： 需要对每个接收信号符号的要用 M 种符号的 PN 码分别进行相关运算，得 到 M 个相关量，即 ˆ ( ) vi m = 1 Lc 1 0 0 ( ). ( ) Lc s cm k iT kT p k − = ∑r + = 1 Lc 1 [ .( ) ] 0 0 { ( ). ( )}. ( ) c s c L j iT kT ls c s c m k iT kT e iT kT p k ω ϕ − Δ ++ = ∑ s + ++ η = 1 Lc 1 [ ( )] 0 ˆ( ). . ( ) c s c L j iT kT sc m k iT kT e p k ω ϕ − Δ ++ = ∑c + + ( ) 0 ( ) m η i 1 (. ) . 0 1 ( ). c s c L j iT j kT i c k me e L ωϕ ω − Δ+ Δ = = v ∑ + ( ) 0 ( ) m η i m M = 0,1, 2,., 1− i = 0,1, 2,. (9-1-6) 其中 ( ) vi m 是假定无信道噪声和频偏相偏时第i 个接收符号的码片序列与第m 种 符号 PN 码{ ( ), 0,1, 2,., 1 m c pkk L = − }的互相关值。 M 元扩频系统中常常采用非相干解调，一般不采用锁相环消除载波频偏， 而直接采用零中频信号进行相关解扩运算；如果相对频偏值( /(2 ) Δω π Rs )大于
第9章扩颊通信概述 1/5时，随着频偏的进一步增大，(9-16)式中的∑。e:1L.中各项不再是近 似同相相加，因而其值将变得越来越小，使相关量，的幅度逐渐降低，即相关 解扩运算的信噪比增益显著下降，甚至完全失去解扩效果。 实际上，当频偏较大时，载波同步、符号同步和解扩处理获得信噪比增益 这三问题是纠缠在一起的。必须采用符号同步和载波频率同步的时频二维搜索， 才能建立初始同步。 (3)符号判决 解扩和基带解调过程中所得到的相关量，一般应该是复数，是含有相位 角信息的；如果在进行符号判决时需要利用此相位信息，那么前面所进行的载 波解调必须是相干解调，即消除了频偏相偏的。基于)，到各个符号星座点欧氏 距离最小的准则进行符号判决。 对于M元扩频系统，进行符号判决时可以利用{，(m),m=0,l,2,M-1} 的相位信息，也可以不用其相位信息而只用其幅度信息；二者性能有差别。 当需要利用相位信息时，进行载波解调时应该消除频偏相偏。由于发送端 的符号星座点一般都是BPSK星座点，基于相干解调所得基带信号进行相关解 扩，其相关量的有用信号也应该在实轴上，因而可以只取，(m)的实部、而舍弃 虚部，这就可使所得判决量R[心，(m]的信噪比提高一倍，使性能改善。 当不用{氵，(m)}的相位信息进行符号判决时，则取其幅度，(m)川作为判决量 来进行符号判决，其判决准则就是最大相关幅度准则，这是基于非相干的符号 判决；其误码特性与基于相干解调的系统相比要差1.53dB。 9.1.4扩频通信系统PN码的产生 最广为人知的PN码是m序列一一最大长度移位寄存器序列：是一种周期 性序列，其周期长度为n=2m1,每个周期包含2m1个1,2m11个0。它由m级 线性反馈移位寄存器生成；它具有很好的自相关特性。 西安电子科技大学
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 6 1/5 时，随着频偏的进一步增大，(9-1-6)式中的 1 . 0 c c L j kT k e − Δω ∑ = / Lc 中各项不再是近 似同相相加，因而其值将变得越来越小，使相关量| ˆi v |的幅度逐渐降低，即相关 解扩运算的信噪比增益显著下降，甚至完全失去解扩效果。 实际上，当频偏较大时，载波同步、符号同步和解扩处理获得信噪比增益 这三问题是纠缠在一起的。必须采用符号同步和载波频率同步的时频二维搜索， 才能建立初始同步。 (3)符号判决 解扩和基带解调过程中所得到的相关量 ˆi v ，一般应该是复数，是含有相位 角信息的；如果在进行符号判决时需要利用此相位信息，那么前面所进行的载 波解调必须是相干解调，即消除了频偏相偏的。基于 ˆi v 到各个符号星座点欧氏 距离最小的准则进行符号判决。 对于 M 元扩频系统，进行符号判决时可以利用{ ˆ ( ) vi m ，m M = − 0,1,2,., 1} 的相位信息，也可以不用其相位信息而只用其幅度信息；二者性能有差别。 当需要利用相位信息时，进行载波解调时应该消除频偏相偏。由于发送端 的符号星座点一般都是 BPSK 星座点，基于相干解调所得基带信号进行相关解 扩，其相关量的有用信号也应该在实轴上，因而可以只取 ˆ ( ) vi m 的实部、而舍弃 虚部，这就可使所得判决量Re[ ( )] ˆvi m 的信噪比提高一倍，使性能改善。 当不用{ ˆ ( ) vi m }的相位信息进行符号判决时，则取其幅度| ˆ ( ) vi m |作为判决量 来进行符号判决，其判决准则就是最大相关幅度准则，这是基于非相干的符号 判决；其误码特性与基于相干解调的系统相比要差 1.5~3dB。 9.1.4 扩频通信系统 PN 码的产生 最广为人知的 PN 码是 m 序列――最大长度移位寄存器序列；是一种周期 性序列，其周期长度为 n＝2m-1，每个周期包含 2m-1 个 1，2m-1-1 个 0。它由 m 级 线性反馈移位寄存器生成；它具有很好的自相关特性
第9章扩频通信概述 -m级 1234 图91-2m级线性反馈移位寄存器 ·降低PN码被敌方猜测到而截获信息的办法： 冬将移位寄存器的几级输出序列或几个不同m序列的输出以非线性方 式组合起来，构成一种周期非常长的序列： ÷扩频时每个符号从这个长码中截取一段。 。GPS导航中的军用PN码就是一种周期长达一年多时间的长码，安 全性很强。 ·Gold码 对于用于码分多址的DSSS系统来说，关键是要求不同PN码之间具有很小 的互相关值：m序列的互相关特性不好，由m序列导出的Gold序列具有良好的 互相关性因而应用广泛。 9.1.5DS扩频与编码相结合 (1)二进制重复码与DS扩频的级联 将速率为R,的输入信息比特流，每个比特重复n,次，然后每比特用n,长 的PN码扩频，使码片速率达到n,n,R,扩频增益即可达到n,n,倍，而其解扩 处理比n,n,长的PN码扩频要简单一些。 例如：GPS的民用导航定位码就是采用这种方式。其缺点是扩频码的频谱 具有类谐波特性，而且存在一些敏感频点极易受干扰：其同步捕获也不方便。 (2)DS扩频过程与编码直接结合 采用线性分组码技术将信息速率为R的输入信息比特流k比特分为一组， 采用很低的码率(nL)将每个组组直接编码成nL比特，使其速率达到R*nLk, 西安电子科技大学 7
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 7 图 9-1-2 m 级线性反馈移位寄存器 z 降低 PN 码被敌方猜测到而截获信息的办法： 将移位寄存器的几级输出序列或几个不同m序列的输出以非线性方 式组合起来，构成一种周期非常长的序列； 扩频时每个符号从这个长码中截取一段。 GPS 导航中的军用 PN 码就是一种周期长达一年多时间的长码，安 全性很强。 z Gold 码 对于用于码分多址的 DSSS 系统来说，关键是要求不同 PN 码之间具有很小 的互相关值；m 序列的互相关特性不好，由 m 序列导出的 Gold 序列具有良好的 互相关性因而应用广泛。 9.1.5 DS 扩频与编码相结合 (1)二进制重复码与 DS 扩频的级联 将速率为 Rb 的输入信息比特流，每个比特重复 n1次，然后每比特用 n2 长 的 PN 码扩频，使码片速率达到 1 2 b nn R ，扩频增益即可达到n1 n2 倍，而其解扩 处理比n1 n2 长的 PN 码扩频要简单一些。 例如：GPS 的民用导航定位码就是采用这种方式。其缺点是扩频码的频谱 具有类谐波特性，而且存在一些敏感频点极易受干扰；其同步捕获也不方便。 (2) DS 扩频过程与编码直接结合 采用线性分组码技术将信息速率为 R 的输入信息比特流 k 比特分为一组， 采用很低的码率(k/n Lc )将每个组组直接编码成n Lc比特，使其速率达到R*n Lc /k
第9章扩频通信概述 即实现了扩频：然后与PN码同步地进行模2加实现频谱打乱，再作载波调制。 接收端先采用PN码与接收到的码片序列相乘后就进行译码。 这种方法原理上可以得到更高的处理增益，而且扩频信号的抗截获性能更 好，但是接收检测过程的复杂度很高，远远高于相关解扩过程。这是因为当L很 大时，编码器的码字很长，码率（伽L)非常低，其译码过程复杂度必然很高。 (③)DS扩频过程与编码过程级联 采用线性分组码技术或卷积码技术将信息速率为R的输入信息比特流进行 编码，使其速率达到R,然后将此比特流进行n,倍直接序列扩频，再作调制发 送。 接收端先进行相关解扩处理，得到复数形式的判决变量后，暂不判决而是 作为解调译码的输入，进行解调译码联合判决，即软判决译码。 这样不仅可以获得完全的解扩处理增益，也可以得到较高的编码增益。 9.2DS扩频通信系统的特点和应用 9.2.1DS扩频通信系统的主要特点 伪随机性：扩频信号的频谱类似于白噪声谱，特别是在伪随机码较长的 情况下； ÷隐蔽性：扩频信号可以在很低信噪比的条件下（例如-30B)正确接收： 。抗截获性：在没有先验知识的情况下，较难获得其信号的参数和所携带 的信息，例如：频谱带宽、载波频率、信息速率、扩频码和传输的信息 内容等，都必须采用特别的通信侦察手段才能获得。 ÷具有较强的抗窄带干扰能力：可以在解扩之前通过预处理抑制很强的窄 带干扰，使系统的干扰容限大幅度提升。 不同扩频码可存在相关意义上的正交性：可作为码分复用传输，也可构 成CDMA多址接入方式。 西安电子科技大学
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 8 即实现了扩频；然后与 PN 码同步地进行模 2 加实现频谱打乱，再作载波调制。 接收端先采用 PN 码与接收到的码片序列相乘后就进行译码。 这种方法原理上可以得到更高的处理增益，而且扩频信号的抗截获性能更 好；但是接收检测过程的复杂度很高，远远高于相关解扩过程。这是因为当 Lc很 大时，编码器的码字很长，码率(k/n Lc )非常低，其译码过程复杂度必然很高。 (3) DS 扩频过程与编码过程级联 采用线性分组码技术或卷积码技术将信息速率为 R 的输入信息比特流进行 编码，使其速率达到 n1R，然后将此比特流进行n2 倍直接序列扩频，再作调制发 送。 接收端先进行相关解扩处理，得到复数形式的判决变量后，暂不判决而是 作为解调译码的输入，进行解调译码联合判决，即软判决译码。 这样不仅可以获得完全的解扩处理增益，也可以得到较高的编码增益。 9.2 DS 扩频通信系统的特点和应用 9.2.1 DS 扩频通信系统的主要特点 伪随机性：扩频信号的频谱类似于白噪声谱，特别是在伪随机码较长的 情况下； 隐蔽性：扩频信号可以在很低信噪比的条件下(例如-30dB)正确接收； 抗截获性：在没有先验知识的情况下，较难获得其信号的参数和所携带 的信息，例如：频谱带宽、载波频率、信息速率、扩频码和传输的信息 内容等，都必须采用特别的通信侦察手段才能获得。 具有较强的抗窄带干扰能力：可以在解扩之前通过预处理抑制很强的窄 带干扰，使系统的干扰容限大幅度提升。 不同扩频码可存在相关意义上的正交性：可作为码分复用传输，也可构 成 CDMA 多址接入方式
第9章扩频通信概述 9.2.2DS扩频信号的频谱 采用离散卷积方式描述DS扩频信号的产生过程：将符号矢量序列{y i=0,1,2,.}每两个符号之间插入L-1个零值样点，使之变为一个6脉冲样点序 列{k)},即 )=26k-iL,) k=0,1,2,. (9-2-1) 其样点速率就是码片速率R。那么扩频过程就可看作是{(k)}与PN码序列 {pK)}的卷积，即： c()=)))L) (9-2-2) k=0,1,2, 同理，将码片序列{c(k)}每两个码片之间插T-1个零值样点，就变为一个样 点速率为广R的6脉冲样点序列{(m)},即 W-艺ck6m-k0n=0L2 (9-2-3) k=0 再将{c()}与同样采样速率的成形波样点序列{g(m)}相卷积，就得到基带预包 络信号s,()的离散采样信号，即 s,(n)=(n)*g(n)=[>c(k)6(n-kT)]*g(n)=>c(k).g(n-kT) (9-2-4) -0 总之，DS扩频信号的预包络信号样点序列{s,(m)}是三个序列的离散卷积，即 s,(m)=(n)*p(n)*g(n) (9-2-5) {s,(m)}的频谱S,()是这三个序列频谱的乘积，即 S,(o)=(o).P(o).G(o) (9-2-8) ·注意到(o)和P(o)的频谱幅度都是平坦的，因此S,(o)的形状主要取 决于1G(o)。 西安电子科技大学 9
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 9 9.2.2 DS 扩频信号的频谱 采用离散卷积方式描述 DS 扩频信号的产生过程；将符号矢量序列{ i v i = 0,1,2,.}每两个符号之间插入 Lc -1 个零值样点，使之变为一个δ 脉冲样点序 列{ v( ) k }，即 v( ) k 0 ( ) i c i δ k iL ∞ = = − ∑v 0,1, 2,. k = , (9-2-1) 其样点速率就是码片速率 Rc 。那么扩频过程就可看作是{ v( ) k }与 PN 码序列 { ( )} p k 的卷积，即： c( ) k = v( )* ( ) k pk = 0 [ . ( )]* ( ) i c i δ k iL p k ∞ = ∑v − = 0 .( ) i c i p k iL ∞ = ∑v − k = 0,1, 2,. (9-2-2) 同理，将码片序列{c( ) k }每两个码片之间插T-1 个零值样点，就变为一个样 点速率为T Rc的δ 脉冲样点序列{() c n }，即 c( ) n 1 0 ()( ) Lc k k n kT δ − = = − ∑c n = 0,1, 2,. (9-2-3) 再将{ c( ) n }与同样采样速率的成形波样点序列{ g n( ) }相卷积，就得到基带预包 络信号 ( ) l s t 的离散采样信号，即 ( ) l s n = c( )* ( ) n gn = 1 0 [ ( ). ( )]* ( ) Lc k k n kT g n δ − = ∑c − = 1 0 ( ). ( ) Lc k k g n kT − = ∑c − (9-2-4) 总之，DS 扩频信号的预包络信号样点序列{ ( ) l s n }是三个序列的离散卷积，即 ( ) l s n = v( )* ( )* ( ) n pn gn (9-2-5) { ( ) l s n }的频谱 ( ) l S f 是这三个序列频谱的乘积，即 ( ) Sl ω =V( ) ω . P( ) ω .G( ) ω (9-2-8) z 注意到V( ) ω 和 P( ) ω 的频谱幅度都是平坦的，因此| ( ) Sl ω |的形状主要取 决于|G( ) ω |
第9章扩颊通信概述 ·如果1G(o)很平坦，因此DS扩频信号近似于带通型白噪声。 ·单PN码扩频信号的功率谱形状实际上是一种梳状谱，存在类谐波结构： ·采用M元扩频方式，M种PN码随机出现，这就使其频谱更加接近与 白噪声，不仅抗侦察能力显著改善，而且消除了谐波谱结构，对于其它 共享频带的系统的干扰也显著减小。 9.2.3DS扩频通信系统的千扰容限 ()关于解扩处理增益 ◆DS扩频信号解扩时可以获得信噪比增益，称为解扩处理增益，其大小取决 于扩频码长度L。 ◆采用扩频码序列与接收信号进行同步互相关计算，本质上可以看作是L.个 同均值的高斯随机变量求平均值，因此解扩之后得到每个符号的判决量， 其信噪比相当于解扩之前输入信号信噪比的L倍。 ◆这是因为其中有用信号的能量提高了(L)倍，而其中噪声能量只提高L。 倍，因此可获得10LogL.(dB)信噪比增益。 也可从另一个角度来理解解扩处理增益： 由于扩频信号解扩时，接收信号乘以本地PN码，就将其中背景噪声和干扰 的能量扩展到整个信号频带了，而其中有用信号在整个符号间隔中都具有相同 的值，即能量集中到零频附近：因此再在一个符号间隔中积分或求累计平均， 就相当于用一个带宽为符号速率的低通滤波器进行滤波，提取了有用信号的能 量，而排除了大部分噪声干扰的能量，因此可获得10LogL.(B)的信噪比增益。 (2)常规DS扩频系统的干扰容限 设一个信道编码与DS扩频相级联的系统，编码器的码率为N/K<1,编码 后进行扩频的每个符号为K比特，信号带宽为W,码片速率为R,扩频倍数为 L。=R/R:接收到的信号中有用信号功率为P,包括干扰在内的总噪声干扰 西安电子科技大学 10
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 10 z 如果|G( ) ω |很平坦，因此 DS 扩频信号近似于带通型白噪声。 z 单 PN 码扩频信号的功率谱形状实际上是一种梳状谱，存在类谐波结构； z 采用 M 元扩频方式，M 种 PN 码随机出现，这就使其频谱更加接近与 白噪声，不仅抗侦察能力显著改善，而且消除了谐波谱结构，对于其它 共享频带的系统的干扰也显著减小。 9.2.3 DS 扩频通信系统的干扰容限 (1)关于解扩处理增益 DS 扩频信号解扩时可以获得信噪比增益，称为解扩处理增益，其大小取决 于扩频码长度 Lc 。 采用扩频码序列与接收信号进行同步互相关计算，本质上可以看作是 Lc 个 同均值的高斯随机变量求平均值，因此解扩之后得到每个符号的判决量， 其信噪比相当于解扩之前输入信号信噪比的 Lc倍。 这是因为其中有用信号的能量提高了( Lc ) 2 倍，而其中噪声能量只提高 Lc 倍，因此可获得10LogLc (dB)信噪比增益。 也可从另一个角度来理解解扩处理增益： 由于扩频信号解扩时，接收信号乘以本地 PN 码，就将其中背景噪声和干扰 的能量扩展到整个信号频带了，而其中有用信号在整个符号间隔中都具有相同 的值，即能量集中到零频附近；因此再在一个符号间隔中积分或求累计平均， 就相当于用一个带宽为符号速率的低通滤波器进行滤波，提取了有用信号的能 量，而排除了大部分噪声干扰的能量，因此可获得10LogLc (dB)的信噪比增益。 (2) 常规 DS 扩频系统的干扰容限 设一个信道编码与 DS 扩频相级联的系统，编码器的码率为 N K/ <1，编码 后进行扩频的每个符号为 K 比特，信号带宽为W ，码片速率为 Rc，扩频倍数为 / Lc cs = R R ；接收到的信号中有用信号功率为 Pav ，包括干扰在内的总噪声干扰