D0I:10.13374/j.issnl00I53.2006.04.019 第28卷第4期 北京科技大学学报 Vol.28 No.4 2006年4月 Journal of University of Science and Technology Beijing Apr.2006 自抗扰控制器在变频调速系统中的应用 曲永印2)邵世煌) 1)东华大学信息工程学院，上海2000512)北华大学，吉林132021 摘要针对矢量控制系统存在的参数鲁棒性差这一难点问题，基于自抗扰控制原理，提出了将 转子时间常数的变化看作磁链子系统的一种内扰，转子磁链幅值的变化对转速子系统的影响作为 转速子系统的内扰，负载对转速子系统的影响作为转速子系统的外扰，并分别通过扩张状态观测 器的扩张状态予以估计和补偿的感应电机变频调速系统新型控制方案。该方案有效地解决了参数 时变对矢量控制系统解耦性能的影响以及一般矢量控制系统存在的快速性与平稳性矛盾，仿真结 果证明了方案的正确性与有效性· 关键词自抗扰控制器：变频调速系统：参数不确定性：矢量控制 分类号TP273 矢量控制理论使交流传动的发展获得了质的 进行控制系统设计，依靠期望轨迹与实际轨迹的 飞跃，通过坐标变换，交流感应电机可以等效为 误差大小和方向来实施非线性反馈控制，是一种 直流电机，在磁场电流恒定时，通过控制转矩电 基于过程误差来减小误差的方法·该方法能自动 流，获得与直流传动系统同样优良的动、静态性 补偿对象模型的失配和来自外界的扰动，实现动 能，但是矢量控制只是在转子磁场定向准确并且 态系统的动态反馈线性化，自抗扰控制的鲁棒性 幅值恒定这一特定条件下实现了转矩与磁场的解 体现在它把对象模型的不确定性当作系统的内 耦，当电机参数变化，上述条件不满足时，转矩子 扰，它和系统的外扰均被看成系统的扰动，而通过 系统与磁场子系统之间仍然存在着耦合，从而影 扩张状态观测器对系统的总扰动一内扰和外扰 响了系统的动、静态性能，矢量控制系统的性能 的综合作用进行估计和补偿. 对电机的参数依赖性很大，参数鲁棒性较差，本 自抗扰控制器是由微分跟踪器、扩张状态观 文针对矢量控制系统存在的上述问题，采用自抗 测器、非线性组合三部分组成，微分跟踪器的功 扰控制技术予以解决. 能是安排过渡过程；扩张状态观测器通过系统输 自抗扰控制是中科院系统所韩京清研究员及 入输出来估计系统状态和系统的总扰动：非线性 其合作者经过十几年的研究，提出的一种非线性 组合利用安排的过渡过程与状态估计之间误差的 控制律。该控制技术源于经典PID的思想，基于 非线性组合及扰动估计量来生成控制信号 误差来抵制或消除误差，控制律的建立不完全依 1.1非线性跟踪微分器(TD) 靠系统数学模型，它能实时估计并补偿系统在运 在常规的反馈控制中，误差直接取为e=v一 行过程中受到的各种外部与内部扰动（负载扰动 y,式中，y为设定值；y为系统输出.误差的这种 和电机本身参数时变扰动)的总和1)，由自抗扰 取法使初始误差很大，易引起“超调”，很不合理. 控制器组成的感应电机变频调速系统可获得良好 微分跟踪器的一个重要作用是安排合理的过渡过 的控制品质 程h(t),然后误差取为e=h(t)一y,以此解决 自抗扰控制器概述[3-6] 反馈控制系统常规PID控制器的快速性和平稳 1 性之间的矛盾·对二阶系统而言， 基于扩张状态观测器ES0的自抗扰控制是 v1(k+1)=v1(k)十hw2(k) 一种鲁棒控制，它用配置系统结构替代极点配置 v2(k+1)=v2(k)十hfa[v1(k)-v(k),(1) 收稿日期：2005-04-19修回日期：2005-06-21 v2(k),r,h] 基金项目：吉林省科技厅资助项目(N。.20040323) 式中，f()为非线性函数： 作者简介：曲永印(1958一)，男，教授
自抗扰控制器在变频调速系统中的应用 曲永印12） 邵世煌1） 1） 东华大学信息工程学院上海200051 2） 北华大学吉林132021 摘 要 针对矢量控制系统存在的参数鲁棒性差这一难点问题基于自抗扰控制原理提出了将 转子时间常数的变化看作磁链子系统的一种内扰转子磁链幅值的变化对转速子系统的影响作为 转速子系统的内扰负载对转速子系统的影响作为转速子系统的外扰并分别通过扩张状态观测 器的扩张状态予以估计和补偿的感应电机变频调速系统新型控制方案．该方案有效地解决了参数 时变对矢量控制系统解耦性能的影响以及一般矢量控制系统存在的快速性与平稳性矛盾仿真结 果证明了方案的正确性与有效性． 关键词 自抗扰控制器；变频调速系统；参数不确定性；矢量控制 分类号 TP273 收稿日期：20050419 修回日期：20050621 基金项目：吉林省科技厅资助项目（No．20040323） 作者简介：曲永印（1958—）男教授 矢量控制理论使交流传动的发展获得了质的 飞跃．通过坐标变换交流感应电机可以等效为 直流电机在磁场电流恒定时通过控制转矩电 流获得与直流传动系统同样优良的动、静态性 能．但是矢量控制只是在转子磁场定向准确并且 幅值恒定这一特定条件下实现了转矩与磁场的解 耦当电机参数变化上述条件不满足时转矩子 系统与磁场子系统之间仍然存在着耦合从而影 响了系统的动、静态性能．矢量控制系统的性能 对电机的参数依赖性很大参数鲁棒性较差．本 文针对矢量控制系统存在的上述问题采用自抗 扰控制技术予以解决． 自抗扰控制是中科院系统所韩京清研究员及 其合作者经过十几年的研究提出的一种非线性 控制律．该控制技术源于经典 PID 的思想基于 误差来抵制或消除误差控制律的建立不完全依 靠系统数学模型它能实时估计并补偿系统在运 行过程中受到的各种外部与内部扰动（负载扰动 和电机本身参数时变扰动）的总和［12］由自抗扰 控制器组成的感应电机变频调速系统可获得良好 的控制品质． 1 自抗扰控制器概述［36］ 基于扩张状态观测器 ESO 的自抗扰控制是 一种鲁棒控制它用配置系统结构替代极点配置 进行控制系统设计依靠期望轨迹与实际轨迹的 误差大小和方向来实施非线性反馈控制是一种 基于过程误差来减小误差的方法．该方法能自动 补偿对象模型的失配和来自外界的扰动实现动 态系统的动态反馈线性化．自抗扰控制的鲁棒性 体现在它把对象模型的不确定性当作系统的内 扰它和系统的外扰均被看成系统的扰动而通过 扩张状态观测器对系统的总扰动———内扰和外扰 的综合作用进行估计和补偿． 自抗扰控制器是由微分跟踪器、扩张状态观 测器、非线性组合三部分组成．微分跟踪器的功 能是安排过渡过程；扩张状态观测器通过系统输 入输出来估计系统状态和系统的总扰动；非线性 组合利用安排的过渡过程与状态估计之间误差的 非线性组合及扰动估计量来生成控制信号． 1∙1 非线性跟踪微分器（TD） 在常规的反馈控制中误差直接取为 e＝ν— y．式中ν为设定值；y 为系统输出．误差的这种 取法使初始误差很大易引起“超调”很不合理． 微分跟踪器的一个重要作用是安排合理的过渡过 程ν1（ t）然后误差取为 e＝ν1（ t）—y以此解决 反馈控制系统常规 PID 控制器的快速性和平稳 性之间的矛盾．对二阶系统而言 v1（ k＋1）＝v1（ k）＋hv2（ k） v2（ k＋1）＝v2（ k）＋hf st ［ v1（ k）—v （ k） v2（ k）rh］ （1） 式中f st（·）为非线性函数： 第28卷 第4期 2006年 4月 北 京 科 技 大 学 学 报 Journal of University of Science and Technology Beijing Vol．28No．4 Apr．2006 DOI:10．13374／j．issn1001－053x．2006．04．019
Vol.28 No.4 曲永印等：自抗扰控制器在变频调速系统中的应用 .389 fa[v1(k)-v(k),v2(k),r,h]= 2 系统的数学模型门 rsign(a),lal>d (2) 电流跟踪型SPWM变频器供电的感应电机 r d' a la≤d 变频调速系统，在M,T两相旋转坐标系下且中 轴取为M轴，变频调速感应电机的数学模型为： 2()+n+8rD1)-a)+m2l-山× 2 = Lm sign[v1(k)-v(k)+h2()]1v1(k)- (k)+加z()>h2 4=1央。-n (8) 2(+B=a+2S11-(+ Lm h 1-不a hm2(k)l≤h2 转子磁链位置： 过渡过程的安排是由设定值（目标值）和对象能 ,=(十1)dt (9) 允许的过渡过程时间T0来决定，r为决定跟踪 快慢的参数，r越大，Ⅵ跟踪越好，2(t)越近似 式中，k1=nLm/Lr:为转子角速度；1为转 (t)的微分，非线性跟踪微分器是一个非线性动 差角速度；id,im分别为T,M轴的定子电流分 态环节，对它输入一个信号(t),它将给出两个 量：中，为M轴转子磁链的幅值；几p为磁极对数； 输出h(t)和2(t),其中h(t)跟踪输入的信号 Lm为互感；R,L,为转子折算到定子侧的转子 (t),而2(t)是(t)的微分.(t)实际上是 电阻、电感；J为转动惯量；TL为负载转矩.令系 (t)的“广义微分”是一种品质很好的微分 统状态变量X=[x1,x2]P=[4,中]T,控制变 1.2扩张状态观测器S0 量U=[u1,u2]=[it,im],输出变量Y= 没有受未知外扰作用的二阶非线性不确定对 [y1,y2]F=[4,]. 象y2)=f(y,y,w(t)十b0u,式中f(y,少， (t)为未知函数，0(t)为未知外扰.扩张状态观 3系统的实现 测器是以u(t),y(t)为输入，以此得到不依赖于 3.1一阶自抗扰控制器 未知函数f(y,y,D(t)和未知外扰的状态变量 上述自抗扰控制器是针对二阶标准系统的， z(t),(t)及扩张状态z四(t) 而SPWM电流跟踪型感应电机变频调速系统的 =z1(k)一y(k), 转速子系统与转子磁链子系统对应于一阶标准 z1(k十1)=z1(k)十h(z2(k)-B1) 型.本文不同于其他一阶自抗扰控制系统，而是 z2(k+1)=z2(k)十h(z3(k)- (3) 借鉴二阶自抗扰控制器的设计思想，由微分跟踪 Bo2fa()+bou(k)) 器及扩张状态观测器给出被控制量偏差的P和 z3(k+1)=z3(k)-h3fa1(e1,2,o) D,再由扩张的状态估计出（包含模型的不确定 式中，fa()是如下的非线性函数： 性和内、外部扰动)，经过非线性组合得到控制量， lel"sign(), |el>8 3.2自抗扰控制器在感应电机变频调速系统中 fa(1,a,0)= 的应用 1 8l-a, ll(4) 为了将自抗扰控制器应用在感应电机变频调 ES0中的z1(t),z2(t)给出的对象状态变量的 速系统中，需将变频调速的感应电机数学模型化 估计，而z3(t)估计对象的所有不确定性及外扰 成自抗扰控制器所需要的标准型 的实时总和作用，其中，0<2<1<1，月1，B2, 对于转速子系统：x1=,, B为输出误差校正增益，h为积分步长 =k中i。- (10) 1.3非线性组合 e1=v1(k)一z1(k),e2=v2(k)一z2(k)(5) in-(kin)is-nia (11) uo=Bifal(e1,co1,8o)+B2fa(e2,co2,o)(6) x1=f1(w1)十b1u (12) u=u0-3( bo (7) 其中，1(0)-(1-)-L,b1=品
f st ［ v1（ k）—v （ k）v2（ k）rh］＝ — rsign（ a） ｜a｜＞ d r a d ｜a｜≤ d （2） a＝ v2（k）＋ r 2h 2＋8r｜v1（k）—v（k）＋ hv2（k）｜— rh 2 × sign［ v1（k）—v（k）＋ hv2（k）］｜v1（k）— v（k）＋ hv2（k）｜＞ rh 2 v2（k）＋ v1（k）—v（k）＋ hv2（k） h ｜v1（k）—v（k）＋ hv2（k）｜≤ rh 2 过渡过程的安排是由设定值（目标值）ν和对象能 允许的过渡过程时间 T0 来决定．r 为决定跟踪 快慢的参数r 越大ν1 跟踪越好ν2（ t）越近似 ν（ t）的微分．非线性跟踪微分器是一个非线性动 态环节对它输入一个信号 ν（ t）它将给出两个 输出ν1（ t）和 ν2（ t）其中 ν1（ t）跟踪输入的信号 ν（ t）而ν2（ t）是 ν1（ t）的微分．ν2（ t）实际上是 ν（ t）的“广义微分”是一种品质很好的微分． 1∙2 扩张状态观测器 ESO 没有受未知外扰作用的二阶非线性不确定对 象 y （2）＝ f （ yy ·w （ t））＋ b0u式中 f （ yy ·w （ t））为未知函数w（ t）为未知外扰．扩张状态观 测器是以 u（ t）y（ t）为输入以此得到不依赖于 未知函数 f （ yy ·w （ t））和未知外扰的状态变量 z （ t）z · （ t）及扩张状态 z （2） （ t）． ε1＝z1（ k）—y（ k） z1（ k＋1）＝z1（ k）＋h（ z2（ k）—β01ε1） z2（ k＋1）＝z2（ k）＋h（ z3（ k）— β02f a1（ε1α1δ）＋b0u（ k）） z3（ k＋1）＝z3（ k）—hβ03f a1（ε1α2δ） （3） 式中f al（·）是如下的非线性函数： f al（ε1αδ）＝ ｜ε1｜αsign（ε1） ｜ε1｜＞δ ε1 δ1—α ｜ε1｜≤δ （4） ESO 中的 z1（ t）z2（ t）给出的对象状态变量的 估计而 z3（ t）估计对象的所有不确定性及外扰 的实时总和作用其中0＜α2＜α1＜1β01β02 β03为输出误差校正增益h 为积分步长． 1∙3 非线性组合 e1＝v1（ k）—z1（ k）e2＝v2（ k）—z2（ k） （5） u0＝β1f a1（e1α01δ0）＋β2f a1（e2α02δ0） （6） u＝ u0— z3（ k） b0 （7） 2 系统的数学模型［7］ 电流跟踪型 SPWM 变频器供电的感应电机 变频调速系统在 MT 两相旋转坐标系下且ψr 轴取为 M 轴变频调速感应电机的数学模型为： ψ · r＝ L m Tr ism— 1 Tr ψr ω · r＝k1ψr ist— np J TL ωs1＝ L m Trψr ist （8） 转子磁链位置： ψs＝∫（ωr＋ωs1）d t （9） 式中k1＝ n 2 p L m／JL r；ωr 为转子角速度；ωs1为转 差角速度；istism分别为 TM 轴的定子电流分 量；ψr 为 M 轴转子磁链的幅值；np 为磁极对数； L m 为互感；RrL r 为转子折算到定子侧的转子 电阻、电感；J 为转动惯量；TL 为负载转矩．令系 统状态变量 X＝［ x1x2］ T ＝［ωrψr ］ T控制变 量 U＝［ u1u2］ T ＝［ istism ］ T输出变量 Y ＝ ［ y1y2］ T＝［ωrψr ］ T． 3 系统的实现 3∙1 一阶自抗扰控制器 上述自抗扰控制器是针对二阶标准系统的 而 SPWM 电流跟踪型感应电机变频调速系统的 转速子系统与转子磁链子系统对应于一阶标准 型．本文不同于其他一阶自抗扰控制系统而是 借鉴二阶自抗扰控制器的设计思想由微分跟踪 器及扩张状态观测器给出被控制量偏差的 P 和 D再由扩张的状态估计出 I（包含模型的不确定 性和内、外部扰动）经过非线性组合得到控制量． 3∙2 自抗扰控制器在感应电机变频调速系统中 的应用 为了将自抗扰控制器应用在感应电机变频调 速系统中需将变频调速的感应电机数学模型化 成自抗扰控制器所需要的标准型． 对于转速子系统：x1＝ωr ω · r＝k1ψr ist— np J TL （10） ω · r＝（ k1ψr— n 2 p） ist— np J TL＋ n 2 p ist （11） x · 1＝ f1（ w1）＋b1u （12） 其中f1（ w1）＝（ k1ψr— n 2 p） ist— np J TLb1＝ n 2 p． Vol．28No．4 曲永印等： 自抗扰控制器在变频调速系统中的应用 ·389·
,390 北京科技大学学报 2006年第4期 对于磁链子系统： 变，而转子磁链定向位置中，改变及转子磁链的 幅值中，发生改变将造成矢量控制系统转矩子系 (13) 统与磁场子系统解耦失效，此处磁链子系统应用 自抗扰控制器的目的，是将转子时间常数T,的 变化看作本子系统的一种内扰02，并通过扩张 x2=f2(x2,02)十b2u2 (15) 状态观测器的扩张状态z2(t)完成对未知函数f2 其中()=十- ism,b2= (x2,D2)的估计与补偿. 对于转速子系统而言，调速的关键是对感应 电机电磁转矩(T。=k1中i)的控制，转矩子系统 对于磁链子系统而言，当电动机运行了相当 长的一段时间后，由于电动机的磁饱和以及绕组 与磁场子系统的耦合4=1。一T增加 温度变化，使电动机转子时间常数T=L,/R,发 了转矩控制的难度，此处可将磁场子系统中的变 生变化、一方面，转差角速度1一成，随之 化对转速子系统的影响作为转速子系统的内扰， 负载对转速子系统的影响作为转速子系统的外 改变，造成转子磁链定向位置中改变：另一方面， 扰.通过扩张状态观测器的扩张状态z2(t)完成 转子磁链的幅值中， =。一发生改 对未知函数f1(w1)的估计与补偿.自抗扰控制 器实现的感应电机变频调速系统如图1所示， ADRC VR ADRC 以，观测器 图1自抗扰控制器实现的感应电机变频调速系统 Fig.I Inductionmotor variable-frequency speed regulation system implemented by an auto-disturbances"rejection controller (ADRC) 4 仿真研究[8-10] 6.5s转子时间常数摄动达30%时的磁链波形如 图4所示. 选用的电机参数为：电机型号为JQ252一4， 1.2p 额定功率为10kW,额定电压为380V,额定电流 1.0 为19.8A,额定转速为1450rmin-1,额定频率为 乞08 50h;R.=1.332,R=1.122,L.=0.2942H, L,=0.3005H,Lm=0.2865H,J=0.0618kg· 4 ￥0 m2. 0 转速自抗扰控制器ADRC1的参数选为：r= 026 0.5,h=0.0015,T=0.0012,6=0.0001,a1 时间s =0.5,2=0.25，a01=0.75,2=0.5,月= 图2系统启动过程波形 0.01,B2=0.1,B01=200,Bo2=200,33=900. Fig.2 Waveform of the system during start-up process 在阶跃给定下，系统的启动波形如图2所示，在4 由图2一4仿真曲线可见，系统启动时超调量 s时50%额定负载干扰下的转速波形如图3所 为3.3%；在4s负载扰动达50%时动态速降为 示 1.7%、恢复时间为0.45s:在6.5s转子时间常数 磁链自抗扰控制器ADRC2的参数选为：r= 摄动达30%时，对转子磁链几乎没有影响.图2 0.5,h=0.0015,T=0.0012,6=0.0001,1 和图3说明自抗扰控制器实现的感应电机变频调 =0.5,2=0.25,g1=0.75,c2=0.5,月= 速系统完全满足调速系统的性能指标，图4说明 10,月2=0.3,1=100，B2=65,B3=85.在 自抗扰控制器实现的感应电机变频调速系统的参
对于磁链子系统： x2＝ψrψ · r＝ L m Tr ism— 1 Tr ψr （13） ψ · r＝— 1 Tr ψr＋ L m Tr — n 2 p ism＋ n 2 p ism （14） x · 2＝ f2（ x2w2）＋b2u2 （15） 其中f2（ x2w2）＝ 1 Tr ψr＋ L m Tr — n 2 p ismb2＝ n 2 p． 对于磁链子系统而言当电动机运行了相当 长的一段时间后由于电动机的磁饱和以及绕组 温度变化使电动机转子时间常数 Tr＝ L r／Rr 发 生变化．一方面转差角速度 ωs1＝ L m Trψr ist 随之 改变造成转子磁链定向位置 ●s 改变；另一方面 转子磁链的幅值 ψr ψ · r＝ L m Tr ism— 1 Tr ψr 发生改 变．而转子磁链定向位置 ●s 改变及转子磁链的 幅值 ψr 发生改变将造成矢量控制系统转矩子系 统与磁场子系统解耦失效．此处磁链子系统应用 自抗扰控制器的目的是将转子时间常数 Tr 的 变化看作本子系统的一种内扰 w2并通过扩张 状态观测器的扩张状态 z2（ t）完成对未知函数 f2 （ x2w2）的估计与补偿． 对于转速子系统而言调速的关键是对感应 电机电磁转矩（ Te＝k1ψr ist）的控制转矩子系统 与磁场子系统的耦合 ω · r＝k1ψr ist— np J TL 增加 了转矩控制的难度此处可将磁场子系统 ψr 的变 化对转速子系统的影响作为转速子系统的内扰 负载对转速子系统的影响作为转速子系统的外 扰．通过扩张状态观测器的扩张状态 z2（ t）完成 对未知函数 f1（ w1）的估计与补偿．自抗扰控制 器实现的感应电机变频调速系统如图1所示． 图1 自抗扰控制器实现的感应电机变频调速系统 Fig．1 Induction-motor variable-frequency speed regulation system implemented by an auto-disturbances-rejection controller （ADRC） 4 仿真研究［810］ 选用的电机参数为：电机型号为 JQ2—52—4 额定功率为10kW额定电压为380V额定电流 为19∙8A额定转速为1450r·min —1额定频率为 50Hz；Rs＝1∙33ΩRr＝1∙12ΩLs＝0∙2942H L r＝0∙3005HL m＝0∙2865HJ＝0∙0618kg· m 2． 转速自抗扰控制器 ADRC1的参数选为：r＝ 0∙5h＝0∙0015T ＝0∙0012δ＝0∙0001α1 ＝0∙5α2＝0∙25α01＝0∙75α02＝0∙5β1＝ 0∙01β2＝0∙1β01＝200β02＝200β03＝900． 在阶跃给定下系统的启动波形如图2所示在4 s 时50％额定负载干扰下的转速波形如图3所 示． 磁链自抗扰控制器 ADRC2 的参数选为：r＝ 0∙5h＝0∙0015T ＝0∙0012δ＝0∙0001α1 ＝0∙5α2＝0∙25α01＝0∙75α02＝0∙5β1＝ 10β2＝0∙3β01＝100β02＝65β03＝85．在 6∙5s 转子时间常数摄动达30％时的磁链波形如 图4所示． 图2 系统启动过程波形 Fig．2 Waveform of the system during start-up process 由图2～4仿真曲线可见系统启动时超调量 为3∙3％；在4s 负载扰动达50％时动态速降为 1∙7％、恢复时间为0∙45s；在6∙5s 转子时间常数 摄动达30％时对转子磁链几乎没有影响．图2 和图3说明自抗扰控制器实现的感应电机变频调 速系统完全满足调速系统的性能指标图4说明 自抗扰控制器实现的感应电机变频调速系统的参 ·390· 北 京 科 技 大 学 学 报 2006年第4期
Vol.28 No.4 曲永印等：自抗扰控制器在变频调速系统中的应用 .391. 1.2 看成是对系统的扰动，通过扩张状态观测器将该 1.0 扰动估计出来，并通过自抗扰控制器的前馈补偿 0.8 实现有效控制， 0.6 04 (2)自抗扰控制器实现的电流跟踪型感应电 0.2 机变频调速系统通过对内、外扰动的实时估计实 现了非线性不确定性系统的动态反馈线性化 0.2 345 6 (3)自抗扰控制器实现的电流跟踪型感应电 时间s 机变频调速系统具有良好的跟随性、抗扰性及鲁 图3系统突加负载扰动时波形 棒性 Fig-3 Waveform of the system under an abrupt change of load 参考文献 1.2 [1)韩京清。自抗扰控制器及其应用.控制与决策，1998,13 1.0 (1):19 0.8 0.6 [2]黄一，张文革.自抗扰控制器的发展.控制与决策，2002， 0.4 19(4):485 0.2 [3]韩京清，袁露林.跟踪一微分器的离散形式，系统科学与数 学，1999,19(3)：268 026 [4]韩京清.一种新型控制器一NLPID.控制与决策，1994， 6 8 10 12 9(6):401 时间s [5]黄一，韩京清，非线性连续二阶扩展状态观测器的分析与 图4系统参数摄动时波形 设计.科学通报，2000,45(13)：1373 Fig.4 Waveform of the system under parameter perturbation [6]宋金来，杨雨，许可康，等.惯性平台稳定回路的自抗扰控 制.系统仿真学报，2000,3.391 数鲁棒性强，解决了一般矢量控制系统存在的参 [7]李华德.交流调速控制系统.北京：电子工业出版社，2003 数鲁棒性差这一难题 [8]刘金琨.先进PD控制及其仿真·北京：电子工业出版社， 2003 结论 [9]尔桂花，窦日轩。运动控制系统。北京：清华大学出版社， 2002 (I)自抗扰控制将感应电机矢量控制系统的 [I0]徐昕，李涛，伯晓晨，等.Matlab工具箱指南一控制工程 参数摄动、子系统之间的耦合及外部负载扰动均 篇，北京：电子工业出版社，2000 Application of an auto disturbances rejection controller in variable frequency speed regulation systems QU Yongyin).SHAO Shihuang 1)Information Engineering School.Donghua University,Shanghai 200051,China 2)Beihua University.Jilin 132021,China ABSTRACI In order to solve the poor robustness of parameters in a vector control system,a new kind of control scheme for induction motor variable frequency speed regulation systems was proposed based on the theory of auto-disturbances-rejection control(ADRC).In the control scheme,the change in rotor time con- stant was regarded as the inner disturbance of the flux subsystem,the effect of the change in rotor flux linkage amplitude and that of load as the inner and exterior disturbances of the rotate speed subsystem re- spectively,and the extended state of an extended state observer(ESO)was used for estimation and com- pensation.The control scheme can solve such problems as the effect of time varying parameter on the de- coupling performance of a vector control system and the contradiction between speediness and stability in common vector control systems.Simulated results indicated the rationality and validity of the scheme above- mentioned. KEY WORDS auto-disturbances-rejection control (ADRC);variable frequency speed regulation systems; parameter uncertainty;vector control
图3 系统突加负载扰动时波形 Fig．3 Waveform of the system under an abrupt change of load 图4 系统参数摄动时波形 Fig．4 Waveform of the system under parameter perturbation 数鲁棒性强解决了一般矢量控制系统存在的参 数鲁棒性差这一难题． 5 结论 （1） 自抗扰控制将感应电机矢量控制系统的 参数摄动、子系统之间的耦合及外部负载扰动均 看成是对系统的扰动通过扩张状态观测器将该 扰动估计出来并通过自抗扰控制器的前馈补偿 实现有效控制． （2） 自抗扰控制器实现的电流跟踪型感应电 机变频调速系统通过对内、外扰动的实时估计实 现了非线性不确定性系统的动态反馈线性化． （3） 自抗扰控制器实现的电流跟踪型感应电 机变频调速系统具有良好的跟随性、抗扰性及鲁 棒性． 参 考 文 献 ［1］ 韩京清．自抗扰控制器及其应用．控制与决策199813 （1）：19 ［2］ 黄一张文革．自抗扰控制器的发展．控制与决策2002 19（4）：485 ［3］ 韩京清袁露林．跟踪—微分器的离散形式．系统科学与数 学199919（3）：268 ［4］ 韩京清．一种新型控制器———NLPID．控制与决策1994 9（6）：401 ［5］ 黄一韩京清．非线性连续二阶扩展状态观测器的分析与 设计．科学通报200045（13）：1373 ［6］ 宋金来杨雨许可康等．惯性平台稳定回路的自抗扰控 制．系统仿真学报20003：391 ［7］ 李华德．交流调速控制系统．北京：电子工业出版社2003 ［8］ 刘金琨．先进 PID 控制及其仿真．北京：电子工业出版社 2003 ［9］ 尔桂花窦日轩．运动控制系统．北京：清华大学出版社 2002 ［10］ 徐昕李涛伯晓晨等．Matlab 工具箱指南—控制工程 篇．北京：电子工业出版社2000 Application of an auto-disturbances-rejection controller in variable-frequency speed regulation systems QU Yongyin 12）SHAO Shihuang 1） 1） Information Engineering SchoolDonghua UniversityShanghai200051China 2） Beihua UniversityJilin132021China ABSTRACT In order to solve the poor robustness of parameters in a vector control systema new kind of control scheme for induction-motor variable-frequency speed regulation systems was proposed based on the theory of auto-disturbances-rejection control （ADRC）．In the control schemethe change in rotor time constant was regarded as the inner disturbance of the flux subsystemthe effect of the change in rotor flux linkage amplitude and that of load as the inner and exterior disturbances of the rotate speed subsystem respectivelyand the extended state of an extended state observer （ESO） was used for estimation and compensation．The control scheme can solve such problems as the effect of time-varying parameter on the decoupling performance of a vector control system and the contradiction between speediness and stability in common vector control systems．Simulated results indicated the rationality and validity of the scheme abovementioned． KEY WORDS auto-disturbances-rejection control （ADRC）；variable-frequency speed regulation systems； parameter uncertainty；vector control Vol．28No．4 曲永印等： 自抗扰控制器在变频调速系统中的应用 ·391·
