基于高频信号注入的永磁电机转子位置估计方法中的电压输入

D01:10.133741.isml00103x.2007.12.043 第29卷第12期 北京科技大学学报 Vol.29 No.12 2007年12月 Journal of University of Science and Technology Beijing Dec.2007 基于高频信号注入的永磁电机转子位置 估计方法中的电压输入 钟黎萍周晓敏王长松巩宪锋 北京科技大学机械工程学院，北京100083 摘要运用高频信号注入法估计永磁同步电机转子位置要求给电机同时施加基本电压和高频电压，本文讨论了通过采用 PWM调节的逆变器同时注入这两种电压的可行性，并进行了仿真研究.结果表明，只要选择合适的调制信号和载波比就能够 实现电压的叠加输入.同时.对逆变器的非线性行为所带来的影响也作了深入的探讨，证明其仅在电流流过零处对输出结果 产生影响。根据这一特点，提出了相对比较简单的补偿措施，仿真结果证明了这一措施的正确性 关键词永磁电机：高频信号注入：调制波：载波 分类号TM35 高频信号注入法作为一种可行的探测永磁电机 流二极管组成 转子位置的方法，己经日益受到重视.其基本 思想是把一个高频电压（或电流）信号叠加到基波信 号上，共同施加给电机三相绕组，相应的高频电流 (或电压)中将携带有转子位置信息，通过带通滤波 器，把这一电流（或电压）信号抽取出来进行适当的 处理，就能估计出转子的位置.考虑到信号源 产生的便利性，通常把高频电压作为注入信号，具体 图1单相全桥逆变器 又分为旋转电压注入法和脉动电压注入法两 Fig I Single phase full bridge inverter 种9.实际应用中，无论哪一种方法首先要解决 基波电压和高频电压叠加后的输入问题.叠加电压 基波频率为工频50Hz设其调制波为： 的输入，对于直接由交流驱动的电机来说可能比较 ub=sin314t (1) 复杂：但永磁电机的电能一般是通过电压源逆变器 式中，为基波电压的调制信号，1为时间. 提供，这将使叠加电压的输入变得相对容易. 注入的高频电压信号幅值应远小于基波幅值 当电压源逆变器以正弦波脉宽调制方式 频率应远大于基波频率，以免影响电机转矩.故其 (SPWM)运行时，施加在电机端的电压接近正弦. 调制波可设为： 为了在电机端得到基波和高频波的叠加波，可推知 uc=0.Isin6 280t (2) 应该用叠加波取代正弦波作为调制波.为此，本文 式中，。为注入电压的调制信号. 进行了仿真研究，仿真结果验证了这一设想. 叠加后的调制波为： u=sin314t0.Isin6 280t (3) 1高频电压注入的PWM实现 波形如图2所示. 为方便起见，以单相全桥逆变电路为例来研究 选择载波比等于15（一般选3的奇数倍），因此 三角全波载波的频率f:可选为15kHz.调制结果 叠加电压的PWM调制行为.由于三相桥式电路具 如图3所示. 有更好的谐波特性，因此所得的结论将不失一般性. 调制后的脉冲串的频谱如图4所示.从图4可 电路如图1所示，由四个IGBT全控器件和四个续 以看出，经过PWM调制后，电机电压中的谐波分量 收稿日期：200608-13修回日期：2006-11-28 为：50Hz的基波，1kHz的外注高频波，载波及其谐 作者简介：钟黎萍(1970一）男.博士研究生：王长松(1948一)，男. 波，载波及其谐波的上下边频波.载波及其谐波的 教授，博士生导师

基于高频信号注入的永磁电机转子位置 估计方法中的电压输入 钟黎萍 周晓敏 王长松 巩宪锋 北京科技大学机械工程学院, 北京 100083 摘 要 运用高频信号注入法估计永磁同步电机转子位置要求给电机同时施加基本电压和高频电压.本文讨论了通过采用 PWM 调节的逆变器同时注入这两种电压的可行性, 并进行了仿真研究.结果表明, 只要选择合适的调制信号和载波比就能够 实现电压的叠加输入.同时, 对逆变器的非线性行为所带来的影响也作了深入的探讨, 证明其仅在电流流过零处对输出结果 产生影响.根据这一特点, 提出了相对比较简单的补偿措施, 仿真结果证明了这一措施的正确性. 关键词 永磁电机;高频信号注入;调制波;载波 分类号 TM 35 收稿日期:2006-08-13 修回日期:2006-11-28 作者简介:钟黎萍( 1970—) 男, 博士研究生;王长松( 1948—) , 男, 教授, 博士生导师 高频信号注入法作为一种可行的探测永磁电机 转子位置的方法, 已经日益受到重视[ 1-2] .其基本 思想是把一个高频电压( 或电流)信号叠加到基波信 号上, 共同施加给电机三相绕组, 相应的高频电流 (或电压)中将携带有转子位置信息, 通过带通滤波 器, 把这一电流(或电压) 信号抽取出来进行适当的 处理, 就能估计出转子的位置[ 3-6] .考虑到信号源 产生的便利性, 通常把高频电压作为注入信号, 具体 又分为旋转 电压注入 法和脉动 电压注入法 两 种 [ 7-9] .实际应用中, 无论哪一种方法, 首先要解决 基波电压和高频电压叠加后的输入问题 .叠加电压 的输入, 对于直接由交流驱动的电机来说, 可能比较 复杂;但永磁电机的电能一般是通过电压源逆变器 提供, 这将使叠加电压的输入变得相对容易. 当电压 源逆 变器 以正 弦波 脉宽 调制 方 式 ( SPWM ) 运行时, 施加在电机端的电压接近正弦 . 为了在电机端得到基波和高频波的叠加波, 可推知 应该用叠加波取代正弦波作为调制波.为此, 本文 进行了仿真研究, 仿真结果验证了这一设想. 1 高频电压注入的 PWM 实现 为方便起见, 以单相全桥逆变电路为例来研究 叠加电压的 PWM 调制行为 .由于三相桥式电路具 有更好的谐波特性, 因此所得的结论将不失一般性 . 电路如图 1 所示, 由四个 IGBT 全控器件和四个续 流二极管组成. 图 1 单相全桥逆变器 Fig.1 Single phase full bridge inverter 基波频率为工频 50 Hz, 设其调制波为: ub =sin314 t ( 1) 式中, ub 为基波电压的调制信号, t 为时间 . 注入的高频电压信号幅值应远小于基波幅值, 频率应远大于基波频率, 以免影响电机转矩 .故其 调制波可设为: uc =0.1sin6 280 t ( 2) 式中, uc 为注入电压的调制信号. 叠加后的调制波为 : u =sin314 t +0.1sin6 280t ( 3) 波形如图 2 所示. 选择载波比等于 15(一般选 3 的奇数倍), 因此 三角全波载波的频率 fs 可选为 15 kHz .调制结果 如图 3 所示 . 调制后的脉冲串的频谱如图 4 所示.从图 4 可 以看出, 经过 PWM 调制后, 电机电压中的谐波分量 为 :50 Hz 的基波, 1 kHz 的外注高频波, 载波及其谐 波,载波及其谐波的上下边频波.载波及其谐波的 第 29 卷 第 12 期 2007 年 12 月 北 京 科 技 大 学 学 报 Journal of University of Science and Technology Beijing Vol.29 No.12 Dec.2007 DOI :10.13374/j .issn1001 -053x.2007.12.043

·1260· 北京科技大学学报 第29卷 1.5 2kHz.可以看出，除了由于滤波引起的相位滞后 1.0 外，两个波形完全相同. 2 0.5 1.5 0 给定波 1.0 0.5 -1.0 M 0.5 一实际波 -1. 0 0.005 0.010 0.015 0.020 0 时间s -0.5 图2基波和高频波叠加后的波形 -1.0 Fig.2 Waveform of fundamental signal superimposed by high fre 15 0.0050.010 0.0150.020 quency signal 时间s 1.5 图5给定波和实际波的比较 a 10 Fig.5 Comparison of command and actual waves 0.5 从前面的分析可知，只要把基波和高频波叠加 后的非正弦波（如图2）作为调制波，采用和SPWM 1.0 相同的调制方式就能实现高频电压的注入，这为永 095 0.0100 0.0105 磁电机转子位置估计方法的实用化提供可靠的 时间s 保证. 1.5 (b) 1.0 2逆变器非线性行为的影响 0.5 逆变器的非线性行为有很多种1四，其中起主 0.5 要作用的是死区时间.所谓死区时间，是为了防止 -1.0 同一桥臂的两个开关器件同时导通引起短路而设置 -1.5 0.0095 0.0100 0.0105 的一段切换延迟时间.在这段时间里，两个开关器 时间/s 件都不导通，电流流经续流二极管，输出电压与电流 图3MM调制波形.（载波和调制波：(b)调制脉冲 极性相关. Fig.3 Waveform of modulated signal.(a)carrier wave and mod 如图1，设某一时刻电流为正，若T1向T2切换 ulating wave (b)modulated pulse signal (同时T4向T3切换)，在死区时间T:内，电流流经 频率远远高于基波和注入的高频波，很容易被滤除， D2和D3,输出电压与理想情况相同：若T2向T1切 显然，这样一个电压，实际就是图2所示叠加波的复 换，在死区时间T内，电流依然流经D2和D3,输出 现，注入的高频电压和基波电压一起被加在了电机 电压与理想情况相反.可见，当电流大于零时，由于 绕组上 T:的存在，输出脉冲的上升沿将向后延迟脉冲宽 图3所示的脉冲串通过一个契比雪夫Ⅱ型低通 度变窄.同理可知，当电流小于零时，输出脉冲的下 滤波器后的波形由图5给出.滤波器的截止频率为 降沿将同样向后延迟T,脉冲宽度加宽.图6示出 6000m 了这种情况的仿真波形(T=44s,载波周期T,= 50 Hz 66s).这样，实际的输出电压，相当于在理想电压 4000 15 kHz 上叠加一系列的窄脉冲，脉冲的极性在电流正半周 30 kHz 为负，在电流的负半周为正，总个数等于载波比N, 2000 1 kHz 其波形如图7所示. 窄脉冲的频谱如图8所示.与图4相比，除了 10 20 30 40 载波及其谐波以外，在基波和注入的高频波的频段 顿率kHz 内，还含有丰富的各次谐波.这些谐波，有可能对注 图4PM调制后的电压频谱 入的高频波造成干扰，从而影响到位置估计的精 Fig.4 Spectrum of modulated voltage 确性

图 2 基波和高频波叠加后的波形 Fig.2 Waveform of fundamental signal superimposed by high-fre￾quency signal 图 3 PWM 调制波形.( a) 载波和调制波;( b) 调制脉冲 Fig.3 Waveform of modulated signal:( a) carrier wave and mod￾ulating wave;(b) modulated pulse signal 频率远远高于基波和注入的高频波, 很容易被滤除 . 显然, 这样一个电压, 实际就是图 2 所示叠加波的复 现, 注入的高频电压和基波电压一起被加在了电机 绕组上. 图4 PWM 调制后的电压频谱 Fig.4 Spectrum of modulated voltage 图 3 所示的脉冲串通过一个契比雪夫Ⅱ型低通 滤波器后的波形由图 5 给出.滤波器的截止频率为 2 kHz .可以看出, 除了由于滤波引起的相位滞后 外, 两个波形完全相同 . 图5 给定波和实际波的比较 Fig.5 Comparison of command and actual waves 从前面的分析可知, 只要把基波和高频波叠加 后的非正弦波(如图 2)作为调制波, 采用和 SPWM 相同的调制方式, 就能实现高频电压的注入, 这为永 磁电机转子位置估计方法的实用化提供可靠的 保证. 2 逆变器非线性行为的影响 逆变器的非线性行为有很多种[ 10-12] , 其中起主 要作用的是死区时间 .所谓死区时间, 是为了防止 同一桥臂的两个开关器件同时导通引起短路而设置 的一段切换延迟时间 .在这段时间里, 两个开关器 件都不导通, 电流流经续流二极管, 输出电压与电流 极性相关. 如图 1, 设某一时刻电流为正, 若 T1 向 T2 切换 (同时 T4 向 T3 切换), 在死区时间 Td 内, 电流流经 D2 和 D3, 输出电压与理想情况相同;若 T2 向 T1 切 换, 在死区时间 T d 内, 电流依然流经 D2 和D3, 输出 电压与理想情况相反.可见, 当电流大于零时, 由于 Td 的存在, 输出脉冲的上升沿将向后延迟, 脉冲宽 度变窄.同理可知, 当电流小于零时, 输出脉冲的下 降沿将同样向后延迟 Td, 脉冲宽度加宽.图 6 示出 了这种情况的仿真波形( Td =4 μs, 载波周期 Ts = 66 μs) .这样, 实际的输出电压, 相当于在理想电压 上叠加一系列的窄脉冲, 脉冲的极性在电流正半周 为负, 在电流的负半周为正, 总个数等于载波比 N, 其波形如图 7 所示 . 窄脉冲的频谱如图 8 所示 .与图 4 相比, 除了 载波及其谐波以外, 在基波和注入的高频波的频段 内, 还含有丰富的各次谐波.这些谐波, 有可能对注 入的高频波造成干扰, 从而影响到位置估计的精 确性. · 1260 · 北 京 科 技 大 学 学 报 第 29 卷

第12期 钟黎萍等：基于高频信号注入的永磁电机转子位置估计方法中的电压输入 。1261。 1.5 1.5 滤波器后的波形.可以看到，由于死区所带来的窄 理想电压脉冲 实际电压脉冲 1.0 1.0 脉冲的影响，注入电压波形发生了明显的畸变，从而 0.5 0.5 相应的电流也发生畸变，给位置估计造成误差.这 2 不仅影响到估计精度，甚至会威胁到电机运行的稳 0 0 定性，必须加以消除. 0.5 0.5 0.1 -1.0 -1.0 -b8160001650.01700.0175001i6 时间s 0 0.0060.0080.0100.0120.0140.0160.0180.020 图6死区时间的影响 时间s 0.1 Fig 6 Effects of dead time (b) 1.5 2 1.0 1.0 0.5 0.5 -0 0.0060.0080.0100.0120.0140.0160.0180.020 时间s 出 0.1 0.5 -1.0 -1.5 0.0105 0.0110 0.01150.01200.01250.0130 0 .0060.0080.0100.0120.0140.0160.0180.020 时间s 时间s 图7电压误差脉冲 图9理想注入电压和实际注入电压的比较.()理想注入电 Fig.7 Puse of voltage error 压：(b)带通滤波后的窄脉冲：(c)实际注入电压 700 Fig.9 Comparison of ideal and actual injected voltages:a)ideal 600 50 Hz injected voltage;(b)bandpass filtering wave of narrow pulse (c) 500 actual injected vol tage 星 400 300 3对死区时间影响的补偿 200 最直接的补偿方法就是在图7所示的各脉冲位 100 I kHz 0 置上相应加上极性相反的脉冲，使误差彻底消失 0 10 15 频率kHz 这种作法必须在每个载波周期。根据电流极性，分别 对脉冲的上沿和下沿进行调整，使CPU的负担加 图8窄脉冲的部分频谱 重.特别是在载波频率比较高的情况下，处理时间 Fig 8 Part spectrum of narrow pulse 问题就更显得突出 如前所述转子位置估计，是以注入的高频电压 实际上从图9可以看到，电压的畸变只发生在 所产生的电流为依据的.这个电流必须经过带通滤 某些特定的时刻.比较图10可知，这个时刻就是负 波器滤除载波电流和基波电流以后才能得到.把理 载电流过零处.这是因为在电流过零处，脉冲极性 想电压、实际电压和窄脉冲都送入带通滤波器滤波， 发生了改变（图7），从而造成较大干扰.可见，误差 死区时间的影响将被看得更加清楚.仿真结果由 脉冲所产生的影响，与各脉冲出现的位置关系不大 图9给出. 因此，补偿脉冲在时间上并不需要和误差脉冲一一 图9()为理想情况下，用带通滤波器（上下截 对应，只要在电流的正半周，将PWM脉冲宽度延长 止频率分别为600Hz和2000Hz)从PWM调制脉 一个Td,在电流的负半周，将PWM脉冲宽度缩短 冲中抽取的高频注入电压，是理想的正弦波.(b)为 一个Ta就能实现补偿.这样，CPU的处理过程将 误差脉冲经过同样带通滤波器后的波形.(c)为考 大大简化.图11和图12示出了用这种方法补偿的 虑死区时间影响后的PWM调制脉冲经过同样带通 仿真结果

图 6 死区时间的影响 Fig.6 Effects of deadtime 图 7 电压误差脉冲 Fig.7 Pulse of voltage error 图 8 窄脉冲的部分频谱 Fig.8 Part spectrum of narrow pulse 如前所述, 转子位置估计, 是以注入的高频电压 所产生的电流为依据的.这个电流必须经过带通滤 波器滤除载波电流和基波电流以后才能得到 .把理 想电压、实际电压和窄脉冲都送入带通滤波器滤波, 死区时间的影响将被看得更加清楚 .仿真结果由 图 9给出 . 图 9( a) 为理想情况下, 用带通滤波器( 上下截 止频率分别为 600 Hz 和 2 000 Hz) 从 PWM 调制脉 冲中抽取的高频注入电压, 是理想的正弦波.( b) 为 误差脉冲经过同样带通滤波器后的波形.( c) 为考 虑死区时间影响后的 PWM 调制脉冲经过同样带通 滤波器后的波形 .可以看到, 由于死区所带来的窄 脉冲的影响, 注入电压波形发生了明显的畸变, 从而 相应的电流也发生畸变, 给位置估计造成误差 .这 不仅影响到估计精度, 甚至会威胁到电机运行的稳 定性, 必须加以消除. 图 9 理想注入电压和实际注入电压的比较.( a) 理想注入电 压;( b) 带通滤波后的窄脉冲;( c) 实际注入电压 Fig.9 Comparison of ideal and actual injected voltages:( a) ideal injected voltage ;( b) bandpass filtering wave of narrow pulse;( c) actual injected voltage 3 对死区时间影响的补偿 最直接的补偿方法就是在图 7 所示的各脉冲位 置上相应加上极性相反的脉冲, 使误差彻底消失. 这种作法必须在每个载波周期, 根据电流极性, 分别 对脉冲的上沿和下沿进行调整, 使 CPU 的负担加 重 .特别是在载波频率比较高的情况下, 处理时间 问题就更显得突出 . 实际上从图 9 可以看到, 电压的畸变只发生在 某些特定的时刻.比较图 10 可知, 这个时刻就是负 载电流过零处.这是因为在电流过零处, 脉冲极性 发生了改变( 图 7) , 从而造成较大干扰.可见, 误差 脉冲所产生的影响, 与各脉冲出现的位置关系不大. 因此, 补偿脉冲在时间上并不需要和误差脉冲一一 对应, 只要在电流的正半周, 将 PWM 脉冲宽度延长 一个 Td, 在电流的负半周, 将 PWM 脉冲宽度缩短 一个 T d 就能实现补偿 .这样, CPU 的处理过程将 大大简化.图 11 和图 12 示出了用这种方法补偿的 仿真结果. 第 12 期 钟黎萍等:基于高频信号注入的永磁电机转子位置估计方法中的电压输入 · 1261 ·

。1262 北京科技大学学报 第29卷 图11中，由于补偿脉冲和误差脉冲出现的时刻 可以看到，在注入频率处其影响近乎为零.这时， 不同，因此误差脉冲并没有消失.图12(c)是把补偿 理想注入电压（图12(a)和实际注入电压（图12(c) 后的误差脉冲送入前述带通滤波器滤波后的结果， 的波形几乎完全相同，达到了补偿的目的. 0.08 0.08 2.0 0.06 0.06 1.5 1.5 0.04 0.04 10 1.0 0.02 0.02 0.5 0.5 0 0.02 -0.02 0.5 -0.04 -0.04 1.0 0.06 -0.06 -,5 -1.5 -0.08 0.08 -2.0 2.0 0.0050.010 0.0150.02 0.01050.01100.01150.01200.0125 时间s 时间s 图10死区干扰发生的时刻 图11补偿后的误差脉冲 Fig 10 Time when deadtime disturbance occurred Fig.11 Error pulse after being compensated 0.1 0.1 (b) 量 -0 0.0060.0080.0100.0120.0140.0160.0180.020 0.0060.0080.0100.0120.0140.0160.0180.020 时间s 时间s 0.1 图12补偿效果.(a)理想注人电压：(b)补偿后的误差脉冲经 带通滤波后的波形；（©）实际注人电压 Fig.12 Results after being compensated:(a)ideal injected volt- age;(b)bandpass-filtering wave of error pulse after being com- 0.006 0.0080.0100.0120.0140.0160.0180.020 时间s pensated:(c)actual injected voltage chine and Drives Conference Recon.Nagaoka,1997:TD1/3 4 结论 3 Holtz J.Sensorless control of induction motor drives.Proc IEEE. 2002.90(8):1359 利用高频电压注入法估计永磁电机转子位置， [4 Biz F.Lorendz R D.Degner W.et al.Com purison of saliency- 要求把基波电压和高频电压同时施加在电机上，本 based sensoress control techniques for AC machires.IFEE trans 文的仿真研究证明，电压源型逆变器在PWM运行 Ind Appl,2004,40(4):1107 方式下，能够方便地实现电压的叠加输入.仿真研 [5 Jansen PL.Lorenz R D.Transducerless position and velocity es 究还表明，逆变器的死区时间，将以一系列窄脉冲的 timation in induction and salient AC machines.IEEE Trans Ind 形式，使输入电压产生畸变，从而影响到估计精度， Appl,1995,31(2):240 应用时必须考虑到这一点.对死区时间的补偿，无 I6 王耀南，王辉。基于递归模糊神经网络的感应电机无速度传感 器矢量控制.中国电机工程学报.2004.24(5)：84 须点对点进行，只需在误差脉冲出现的大范围内，提 【刀王丽梅，郑建芬，郭庆鼎。基于载波注入的凸极永磁同步电机 供一定数量极性相反的脉冲即可.这给微机处理带 无传感器控制.电机与控制学报，2005,9(4)：333 来了极大的方便性和灵活性. [8 Jang J H.Sul S k.Ha J I.Sensorless drive of aurface-mounted permanentmagnet motor by high frequency signal injection based 参考文献 on magnetic saliency.IEEE Trans Ind Appl.2003.39(4):1031 [1】秦峰，刘毅，贺益康.基于转子凸极跟踪的无位置传感器永磁同 [身秦峰，贺易康章玮。两种高频信号注入法的无传感器运行研 步电机矢量控制研究.中国电机工程学报.2005.25(17)： 究.中国电机工程学报，2005,25(3)：116 121 10 Lorend R D.Initial motor position estimation of an interior per [2]Yeo H G.Hong C S.Sensodess drive for interior permanent manent-maget synchronous machine using camrier-freqency in- magnet bruishless DC motor //IEEE International Flectrie Ma ject ion methods.IEEE Trans Ind Appl 2005,41(1):38

图 11 中, 由于补偿脉冲和误差脉冲出现的时刻 不同, 因此误差脉冲并没有消失 .图 12( c)是把补偿 后的误差脉冲送入前述带通滤波器滤波后的结果, 可以看到, 在注入频率处, 其影响近乎为零.这时, 理想注入电压(图 12( a))和实际注入电压(图 12( c)) 的波形几乎完全相同, 达到了补偿的目的 . 图 10 死区干扰发生的时刻 Fig.10 Time when deadtime disturbance occurred 图 11 补偿后的误差脉冲 Fig.11 Error pulse after being compensated 4 结论 利用高频电压注入法估计永磁电机转子位置, 要求把基波电压和高频电压同时施加在电机上 .本 文的仿真研究证明, 电压源型逆变器在 PWM 运行 方式下, 能够方便地实现电压的叠加输入.仿真研 究还表明, 逆变器的死区时间, 将以一系列窄脉冲的 形式, 使输入电压产生畸变, 从而影响到估计精度, 应用时必须考虑到这一点.对死区时间的补偿, 无 须点对点进行, 只需在误差脉冲出现的大范围内, 提 供一定数量极性相反的脉冲即可 .这给微机处理带 来了极大的方便性和灵活性. 参 考 文 献 [ 1] 秦峰, 刘毅, 贺益康.基于转子凸极跟踪的无位置传感器永磁同 步电机矢量控制研究.中国电机工程学报, 2005, 25 ( 17) : 121 [ 2] Yeo H G, Hong C S .S ensorless drive f or in terior permanen t magnet b rushless DC mot or ∥IEEE International Electric M a￾chine and Drives Conference Record.Nagaoka, 1997:TD1/ 3 [ 3] Holtz J.Sensorless control of induction motor drives.Proc IEEE, 2002, 90( 8) :1359 [ 4] Briz F, Lorendz R D, Degner W, et al.Com parison of saliency￾based sensorless control techniques for AC machines.IEEE trans Ind Appl, 2004, 40( 4) :1107 [ 5] Jansen P L, Lorenz R D .T ransducerless position and velocity es￾timation in inducti on and salient AC machines.IEEE Trans Ind Appl, 1995, 31( 2) :240 [ 6] 王耀南, 王辉.基于递归模糊神经网络的感应电机无速度传感 器矢量控制.中国电机工程学报, 2004, 24( 5) :84 [ 7] 王丽梅, 郑建芬, 郭庆鼎.基于载波注入的凸极永磁同步电机 无传感器控制.电机与控制学报, 2005, 9( 4) :333 [ 8] Jang J H, Sul S k, Ha J I .Sensorless drive of su rf ace-mounted permanent-magnet motor by high-frequency signal injection based on magnetic saliency .IEEE Trans Ind Appl, 2003, 39( 4) :1031 [ 9] 秦峰, 贺易康, 章玮.两种高频信号注入法的无传感器运行研 究.中国电机工程学报, 2005, 25( 3) :116 [ 10] Lorendz R D.Initial rotor position estimation of an interior per￾manent-magnet synchronous machine using carrier-frequency in￾jection methods.IEEE Trans Ind Appl, 2005, 41( 1) :38 · 1262 · 北 京 科 技 大 学 学 报 第 29 卷

第12期 钟黎萍等：基于高频信号注入的永磁电机转子位置估计方法中的电压输入 。1263。 [1]]Jang J H.Ha JI.SulS K,ct al.Analysis of pemarent-magnet [12 Guerrero JM,Briz F.Inverter nonlinearity effects in highfre machine for sensorless control based on high frequency signal in- quency signahinjection hased sensorless control methods.IEEE jection.IEEE Trans Ind Appl,2004,40(6):1595 Trans Ind Appl.2005,41(2):618 Voltage inputting for the rotor position estimation of a permanent magnet motor based on high-frequency signal injection ZHONG Liping,ZHOU Xiaom in,WANG Changsong,GONG Xianfeng Mechanical Engineering School,University of Science and Technology Beijing.Beijing 100083.China ABSTRACT To estimate the rotor position of a permanent magnet synchronous machine by the method of high-frequency signal injection,the basic and high-frequency volt ages should be input into the machine simulta- neously.The feasibility to realize this idea by a pulse width modulation(PWM)inverter was discussed and sim- ulated.The results show that this method works well with an appropriate ratio of carrier signal to modulation. The inverter's nonlinear behavior w as also studied,and its effects only occur in the time domain as the phase currents cross zero.According to this feature,a simple compensation measure was presented and simulation re- sults verified its correctness. KEY WORDS permanent magnet motor;high-frequency signal injection;modulating wave;carrier wave

[ 11] Jang J H, Ha J I, Sul S K, et al.Analysis of permanent-magnet machine for sensorless control based on high-frequency signal in￾jection.IEEE Trans Ind Appl, 2004, 40( 6) :1595 [ 12] Guerrero J M , Briz F.Invert er nonlinearity effects in high-fre￾quency signal-injection-based sensorless control methods.IEEE Trans Ind Appl, 2005, 41( 2) :618 Voltage inputting for the rotor position estimation of a permanent mag net motor based on high-frequency signal injection ZHONG Liping, ZHOU X iaomin , WANG Changsong , GONG X ianfeng Mechanical Engineering School, University of Science and Technology Beijing, Beijing 100083, China ABSTRACT To estimate the rotor position of a permanent mag net sy nchronous machine by the method of high-frequency signal injection, the basic and high-frequency voltages should be input into the machine simulta￾neously .The feasibility to realize this idea by a pulse w idth modulation ( PWM ) inverter w as discussed and sim￾ulated .The results show that this method w orks well with an appropriate ratio of carrier signal to modulation . The inverter' s nonlinear behavior w as also studied, and its effects only occur in the time domain as the phase currents cross zero .According to this feature, a simple compensation measure w as presented and simulation re￾sults verified its correctness. KEY WORDS permanent mag net mo tor;hig h-frequency signal injection ;modulating wave ;carrier w ave 第 12 期 钟黎萍等:基于高频信号注入的永磁电机转子位置估计方法中的电压输入 · 1263 ·