第三章基本CMOS数字电路 3.1引言 数字集成电路是用来专门处理数字信号的,各种逻辑门、触发器、存储器等 电路都是数字集成电路。通常,数字信号是二进制信号。数字电路的工作特点是 电路输出的二进制信号与输入二进制信号有一定的逻辑关系,这个逻辑关系就称 为电路的逻辑函数。 在正常的电压工作范围内,数字信号电压的幅度是被量化了的:某一电压范 围代表二进制状态中的一个状态,另一电压范围则代表了另一个状态。这两个范 幅度 不确定区 价入 输出 斜率=1 斜率=-1 非倒相电 倒相电路 图3-1幅度量化和直流电压传输特性 (a)电压量化范围(b)电压幅度范围(c)直流电压传输特性曲线 围之间是不确定范围,不确定范围应尽可能小,这就使电路完全工作在非线性状 态,如图3-1所示。 数字电路中二进制信号的电压幅度的大致范围如图3-1(b)所示。图中的Vm是
第三章 基本 CMOS 数字电路 3.1 引 言 数字集成电路是用来专门处理数字信号的，各种逻辑门、触发器、存储器等 电路都是数字集成电路。通常，数字信号是二进制信号。数字电路的工作特点是: 电路输出的二进制信号与输入二进制信号有一定的逻辑关系，这个逻辑关系就称 为电路的逻辑函数。 在正常的电压工作范围内，数字信号电压的幅度是被量化了的：某一电压范 围代表二进制状态中的一个状态，另一电压范围则代表了另一个状态。这两个范 围之间是不确定范围，不确定范围应尽可能小，这就使电路完全工作在非线性状 态，如图 3-1 所示。 图 3-1 幅度量化和直流电压传输特性 (a)电压量化范围 (b)电压幅度范围 (c) 直流电压传输特性曲线 数字电路中二进制信号的电压幅度的大致范围如图 3-l(b)所示。图中的VIH是
输入最低高电平。只要输入V≥Ⅷ,就认为输入逻辑‘1’。图中Vu是输入最大低 电平。只要输入V≤Ⅶ,就认为输入逻辑‘0’。Vn和Vm之间这段范围就是不确定 区,也就是电路无法判别此区域内的输入量是何种逻辑状态.因此,逻辑门的直 流电压传输特性应如图3-1(c)所示。在两个逻辑状态之间的转换区域,电压增益 必须大于1,并且其斜率应尽可能大。通常定义电压传输曲线中斜率绝对值为1 的辅入电压分别为V1n和V。分别称为最大输入低电平和最小输入高电平。相应 地,Vuin和Vm分别称为最小输出高电平和最大输出低电平。在数字电路级联工作 时,为了保证正确的逻辑关系,它们应满足 Vmin≥ V Vum≤Vnm (3-1b) 在倒相输出的直流电压传 输特性图中作直线Va=Vin,该 逻辑低电平 逻辆高电平 直线与特性曲线相交,交点对输出态 入范图 应电压成为逻辑门阈值电压 V 激励门的最大输出低电平 逻辑低电平 是辆低 电平 入范国 与被激励门能够识别的最大输输出范围 入低电平之差定义为低电平噪 声余度MM;激励门的最小输出 图3-2噪声余度定义 高电平与被激励门能够识别的最小输入高电子之差则定义为高电平噪声余度NM NM= VIlmar-Vo NM= Voimin-VTHni (3-2b) 它们的关系如图3-2所示 在实际的数字逻辑电路中,电路的输入量和输出量之间应有明确的、单向因 果关系。即输出端电平的变化不应影响同一电路中没有变化的输入端
输入最低高电平。只要输入Vin≥VIH，就认为输入逻辑‘1’。图中VIL是输入最大低 电平。只要输入Vin≤VIL，就认为输入逻辑‘0’。VIL和VIH之间这段范围就是不确定 区，也就是电路无法判别此区域内的输入量是何种逻辑状态．因此，逻辑门的直 流电压传输特性应如图 3-1(c)所示。在两个逻辑状态之间的转换区域，电压增益 必须大于l，并且其斜率应尽可能大。通常定义电压传输曲线中斜率绝对值为 1 的辅入电压分别为VILmax和VIHmin。分别称为最大输入低电平和最小输入高电平。相应 地，VOHmin和VOLmax分别称为最小输出高电平和最大输出低电平。在数字电路级联工作 时，为了保证正确的逻辑关系，它们应满足： VOHmin≥VIHmin (3-la) VOLmax≤VILmax (3-lb) 在倒相输出的直流电压传 输特性图中作直线 Vout=Vin， 该 直线与特性曲线相交，交点对 应电压成为逻辑门阈值电压 VTH。 激励门的最大输出低电平 与被激励门能够识别的最大输 入低电平之差定义为低电平噪 声余度 NML；激励门的最小输出 高电平与被激励门能够识别的最小输入高电子之差则定义为高电平噪声余度NMH： 图 3-2 噪声余度定义 NML=∣VILmax-VOLmax∣ (3-2a) NMH=∣VOHmin-VIHmin∣ (3-2b) 它们的关系如图 3-2 所示。 在实际的数字逻辑电路中，电路的输入量和输出量之间应有明确的、单向因 果关系。即输出端电平的变化不应影响同一电路中没有变化的输入端
个电路的输出必须能 驱动一个以上的同类电路 Vi<t 这称为“扇出能力”。类似地 一个通用电路能够接受的激 励源数则称为该电路的“扇 入数”。 数字电路的瞬态特性是 ----ym=a+va)/2 研究数字电路输入电压随时 间变化时其输出电压的变化 V,v+O 9(Vo-Va Vo=Va+OI(VaH-Va) 规律。为了便于分析,通常 图3-3倒相输出的瞬态特性曲线 令输入电压Vn(t)是一个幅 度为Vm的理想方波,输出电压的高、低电平分别是V和Va,如图3-3(a)所示.由 于晶体管内部物理效应和电路输出端等效电容的作用,实际倒相输出电压波形如 图3-3(b)所示。图中定义了描绘瞬态特性的四个时间参量,它们是t+、t、t和 。其中下降时间t是输出电平从满幅的90%降到10%的时间,相对应的电压为V和 Vo=VoL-0 1(VoH-VoL) V,=VoL+0. 9 (vo-Vo (3-3b) 上升时间t是输出电压从V上升到v输出 的时间。为了简便,有时也可以用Vv和av 代替V和V。 下降延迟时间t是输入阶跃处t1到输 出电压降至50%,即降至电压 V1=(Va+V)/2所需要的时间.上升延迟 图3-4理想的状态转换 时间tμ则是从输入阶跃t2处到输出电压
一个电路的输出必须能 驱动一个以上的同类电路， 这称为“扇出能力”。类似地， 一个通用电路能够接受的激 励源数则称为该电路的“扇 入数”。 数字电路的瞬态特性是 研究数字电路输入电压随时 间变化时其输出电压的变化 规律。为了便于分析，通常 令输入电压Vin(t)是一个幅 度为VOH的理想方波，输出电压的高、低电平分别是VOH和VOL，如图 3-3(a)所示．由 于晶体管内部物理效应和电路输出端等效电容的作用，实际倒相输出电压波形如 图 3-3(b)所示。图中定义了描绘瞬态特性的四个时间参量，它们是tf、tr、tpf和 tpr。其中下降时间tf是输出电平从满幅的 90%降到l0%的时间，相对应的电压为V1和 V0： 图 3-3 倒相输出的瞬态特性曲线 V0＝VOL-0.1(VOH-VOL) (3-3a) V1＝VOL+0.9(VOH-VOL) (3-3b) 图 3-4 理想的状态转换 上升时间tr是输出电压从V0上升到V1 的时间。为了简便，有时也可以用VOH和VOL 代替V1和V0。 下降延迟时间tpf是输入阶跃处t1到输 出 电 压 降 至 50% ， 即 降 至 电 压 V1/2=(VOL+VOH)/2 所需要的时间．上升延迟 时间tpr则是从输入阶跃t2 处到输出电压
升至Vm的时间。 数字电路的基本单元是逻辑门电路。代表两个理想二进制状态的高、低电平 分别是电源电压wD和零。理想逻辑门的输入阻抗应当非常高,因而对输出驱动 信号的激励源说来,几乎无负载效应。理想逻辑门的输出阻抗应很低,即可以输 出较大的电流而不影响输出电平.最后对理想逻辑门而言,逻辑状态的改变应不 花费时间,亦即逻辑电平的变化应是阶跃的。如图3-4所示。十分明显,实际的 逻辑门电路与理想的逻辑门电路有较大的差异。 CMoS集成电路中的基本器件是MoS晶体管。在一定条件下,MoS晶体管也可 作电阻和电容使用.当然,在MOS工艺中也可以制作专门设计的电阻和电容。有 了这些元件就能制造各种不同的电路.在数字电路中,最简单的单元电路是MOS 倒相器。 种最简单的Mo0S单元电路如图 3-5所示。我们从上一章的讨论已经 v 知道,在相同条件下NMoS晶体管性能 V.a-VD 优于PMOS晶体管,所以图3-5中的 MoS晶体管通常是增强型NMoS晶体 管,称为驱动管.该电路负载都可以 图3-5简单的MOS倒相器电路 是半导体电阻或各种MoS晶体管,并 因所使用晶体管种类不同而有不同的名称。例如,当负载是耗尽型MMoS晶体管时 该电路称为E/D倒相器(数字电路中) 本章将讨论一些基本MoS单元电路的分析与设计方法。必须说明,各集成电 路生产厂商都有自己精心设计的基本单元电路,一般不必再自行设计.但是,在 专用集成电路设计中却有可能需要对某些单元电路专门设计以达到其“专用”的 目的
升至V1/2的时间。 数字电路的基本单元是逻辑门电路。代表两个理想二进制状态的高、低电平 分别是电源电压 VDD 和零。理想逻辑门的输入阻抗应当非常高，因而对输出驱动 信号的激励源说来，几乎无负载效应。理想逻辑门的输出阻抗应很低，即可以输 出较大的电流而不影响输出电平．最后对理想逻辑门而言，逻辑状态的改变应不 花费时间，亦即逻辑电平的变化应是阶跃的。如图 3-4 所示。十分明显，实际的 逻辑门电路与理想的逻辑门电路有较大的差异。 CMOS 集成电路中的基本器件是 MOS 晶体管。在一定条件下，MOS 晶体管也可 作电阻和电容使用．当然，在 MOS 工艺中也可以制作专门设计的电阻和电容。有 了这些元件就能制造各种不同的电路．在数字电路中，最简单的单元电路是 MOS 倒相器。 一种最简单的 MOS 单元电路如图 3-5 所示。我们从上一章的讨论已经 知道，在相同条件下 NMOS 晶体管性能 优于 PMOS 晶体管，所以图 3-5 中的 MOS 晶体管通常是增强型 NMOS 晶体 管，称为驱动管．该电路负载都可以 是半导体电阻或各种 MOS 晶体管，并 因所使用晶体管种类不同而有不同的名称。例如，当负载是耗尽型 NMOS 晶体管时 该电路称为 E／D 倒相器(数字电路中)。 图 3-5 简单的 MOS 倒相器电路 本章将讨论一些基本 MOS 单元电路的分析与设计方法。必须说明，各集成电 路生产厂商都有自己精心设计的基本单元电路，一般不必再自行设计．但是，在 专用集成电路设计中却有可能需要对某些单元电路专门设计以达到其“专用”的 目的．
3.2CMOS倒相器 图3-6(a)是理想倒相器的逻辑符 是的食衣中￥:图园 的最小电压是零,最大电压是Va在正 逻辑系统中逻辑值定义为: “1”(逻辑1)=V “0”(逻辑0)=0 (3-4b) 图3-6理想倒相器符号及真值表 倒相器的直流传输特性说明了输出 电压与输入电压的静态关系,图3-7是v 理想倒相器的直流传输特性。输入电压 为零时,输出电压为Vm,输入电压增大, 达到某一电压Vm时输出电压从V转变为 零,即输出从逻辑“1”转变为逻辑“0”.这 (t/2》vv 过程也称为“翻转”,倒相器发生翻转|图3-7理想倒相器的直流传输特性 时的输入电压Vm称为该倒相器的阈值电 压或翻转电压 倒相器的瞬态特性或动态特性说明4 当输入电压随时间变化时输出电压的变 化规律。通常假定输入是阶跃电压时, 研究输出电压的波形.图3-8是理想倒 相器的瞬态特性。设输入电压在t处出 现一个阶跃时,输出电压在同一瞬间从 图3-8理想倒相器的瞬态特性 V降为零。理想倒相器的延时为零 由于器件的非理想特性,实际倒相器的直流传输特性和瞬态特性取决于驱动
3．2 CMOS 倒相器 图 3-6 理想倒相器.符号及真值表 图 3-6(a)是理想倒相器的逻辑符 号，图 3-6(b)是它的真值表。设电路中 的最小电压是零，最大电压是VDD。在正 逻辑系统中逻辑值定义为： “1”(逻辑 1)=VDD (3-4a) “O”(逻辑 O)=O (3-4b) 倒相器的直流传输特性说明了输出 电压与输入电压的静态关系．图 3-7 是 理想倒相器的直流传输特性。输入电压 为零时，输出电压为VDD，输入电压增大， 达到某一电压VTH时输出电压从VDD转变为 零，即输出从逻辑“1”转变为逻辑“0”．这 一过程也称为“翻转”，倒相器发生翻转 时的输入电压VTH称为该倒相器的阈值电 压或翻转电压． 图 3-7 理想倒相器的直流传输特性 图 3-8 理想倒相器的瞬态特性 倒相器的瞬态特性或动态特性说明 当输入电压随时间变化时输出电压的变 化规律。通常假定输入是阶跃电压时， 研究输出电压的波形．图 3-8 是理想倒 相器的瞬态特性。设输入电压在t0处出 现一个阶跃时，输出电压在同一瞬间从 VDD降为零。理想倒相器的延时为零． 由于器件的非理想特性，实际倒相器的直流传输特性和瞬态特性取决于驱动
管与负载器件的特性.瞬态特性还和 图3-5中的输出等效电容Car有关。 在图3-5所示MOS单元电路中用 PMOS晶体管作负载的倒相器称为 CMoS倒相器,电路结构如图3-9所示, 它由一对互补晶体管构成,具有代表 性,因此我们将主要讨论CM0S电路 3.2.1直流传输特性 在CMOS倒相器中,输人电压V同 图3-9CMOS倒相器电路 表31CMOS相器各工作区电压关系 非饱和区 VGsVTp+voo Vi0 时接到两个晶体管的栅极,输出端接至 两个晶体管的漏极,因此已不存在所谓 负载管和驱动管的概念,而是以互补的 Vur+Q 5v 方式工作。根据第二章讨论的MoS晶体管 理论,我们将PMOS管和MMoS管在不同工 作区域内的电压关系列在表3-1中。表 中V表示MMOS管的阈值电压,Vp是PMOS 管的阈值电压。注意,Vm<O.我们将互 补的一对管子的漏源电流与漏源电压的 图3-10CMOS倒相器的特性曲线
管与负载器件的特性．瞬态特性还和 图 3-5 中的输出等效电容COUT有关。 在图 3-5 所示 MOS 单元电路中用 PMOS 晶体管作负载的倒相器称为 CMOS 倒相器，电路结构如图 3-9 所示， 它由一对互补晶体管构成，具有代表 性，因此我们将主要讨论 CMOS 电路． 3.2.1 直流传输特性 在CMOS倒相器中，输人电压Vin同 时接到两个晶体管的栅极，输出端接至 两个晶体管的漏极，因此已不存在所谓 负载管和驱动管的概念，而是以互补的 方式工作。根据第二章讨论的MOS晶体管 理论，我们将PMOS管和NMOS管在不同工 作区域内的电压关系列在表 3-1 中。表 中VTN表示NMOS管的阈值电压，VTP是PMOS 管的阈值电压。注意，VTP<O．我们将互 补的一对管子的漏源电流与漏源电压的 图 3-9 CMOS 倒相器电路 图 3-10 CMOS 倒相器的特性曲线
特性曲线画在同一坐标图中,如图 3-10(a)所示。若以Iw和Vsp的绝对值 作图则得到图3-10(b)所示特 性.CM0S倒相器电路中P型晶体管源极 接正电源电压Vm,因此,若将图a5 3-10(b)中的P管特性曲线右移V,即 可得到CMoS倒相器的负载特性。CMoS Voo/2 VootV vp 倒相器的工作状态可以分为五个区域图311CMOS倒相器的直流传输特性 来讨论,它们的电压关系由表3-1决 定。相应于这五个工作区的传输特性如图3-11中A、B、C、D、E所示。 (1)A区在V<V时,NMoS管截止,Is为零。这时Vs<Vm,所以PMoS管导通 但Is=-I=0,因此倒相器输出电压 十分明显 Vapp=Vin-voo <VIe 所以: Vin<Vre+Voo 可见在此工作范围内PMOS管处于非饱和区。 (2)B区即V≥V时.在此阶段内,由于MMOS管刚导通,输出电压也没有发 生显著变化,所以PMOS管仍维持在非饱和状态;但是MOS管导通,且由 VGp=Vin-VIsN VIN 可推出: Vin<Vosy (3-9) 因此MoS管工作在饱和区。这时有:
特性曲线画在同一坐标图中，如图 3-10(a)所示。若以IDSP和VGSP的绝对值 作图则得到图 3-10(b) 所 示 特 性．CMOS倒相器电路中P型晶体管源极 接正电源电压VDD，因此，若将图 3-10(b)中的P管特性曲线右移VDD，即 可得到CMOS倒相器的负载特性。CMOS 倒相器的工作状态可以分为五个区域 来讨论，它们的电压关系由表 3-1 决 定。相应于这五个工作区的传输特性如图 3-11 中A、B、C、D、E所示。 图 3-11 CMOS 倒相器的直流传输特性 (1)A区 在Vin<VTN时，NMOS管截止，IDSN为零。这时VGSP<VTP， 所以PMOS管导通, 但IDSP=-IDSN=0，因此倒相器输出电压； Vout=VOH=VDD (3-5) 十分明显： VGDP=Vin-VDD<VTP (3-6) 所以： Vin<VTP+VDD (3-7) 可见在此工作范围内 PMOS 管处于非饱和区。 (2)B区 即Vin≥VTN时．在此阶段内，由于NMOS管刚导通，输出电压也没有发 生显著变化，所以PMOS管仍维持在非饱和状态；但是NMOS管导通，且由： VGDN=Vin-VDSN<VTN (3-8) 可推出： Vin<VDSN-VTN (3-9) 因此 NMOS 管工作在饱和区。这时有：
0.-1=(m-1-m-m-ym2y 由上式可求得输出电压是: m=0-r)+0-n)-24-ym-)m-0-n Be (3)C区即vin=VTH区.由于输出电压下降,使得本区域内MM0S管和PMOS 管均处于饱和区工作状态.由晶体管电流方程有 PM(V -Vr)=P=(VDn -) (3-12) 它对应着陡峭下降的特性,对应此时的输入电压是: Bn/Bp-Vre |+Voo TH (3-13) l+√Bx/B 通常将这个电压值作为倒相器的闰值电压。若取β=Bp,Vn=|Vm|.则上式变为; Vi=Vr=Von/2 (3-14) (4)D区即当Vin≤VDD-ⅥTP时。这时NOS管进入非饱和区而PMoS管仍 维持在饱和区。由晶体管电流方程有: B,vm-V you -Vo--Br(oo-Va-IvipU (3-15) 由此求得输出电压是: (m -Vn)-(vm-V)-PPVm -- D (3-16) (5E区即当vin≥VDⅥTP时。这时PMoS管截止,Is=0,但NMS管仍处于 非饱和状态。因此,输出电压: V=Vo=0 (3-17
( ) ( )( ) ( ) ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ − −−=− −− 2 || 2 2 2 inDD TNin inDDP TP DD OUT N VV VV β VVVVV β (3-10) 由上式可求得输出电压是： ( )( ) ( ) 2/1 2 2 2 ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ ⎟ −− ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ −−−−+−= TNin P N DDTP DD out TPin TPin in VVVV V VVVVVV β β (3-11) (3)C 区 即 Vin=VTH 区．由于输出电压下降，使得本区域内 NMOS 管和 PMOS 管均处于饱和区工作状态．由晶体管电流方程有： ( ) ( 2 2 || 2 2 inDD TP P TPin N VV −−=− VVV ) β β (3-12) 它对应着陡峭下降的特性，对应此时的输入电压是： PN PNTN TP DD THin V VV VV ββ ββ /1 ||/ + +− == （3-13） 通常将这个电压值作为倒相器的闰值电压。若取βN=βp，VTN=|VTP|.则上式变为； Vin=VTH=VDD/2 (3-14) (4)D 区 即当 Vin≤VDD-|VTP|时。 这时 NMOS 管进入非饱和区而 PM0S 管仍 维持在饱和区。由晶体管电流方程有： ( ) ( 2 2 || 22 inDD TP out P outTNinN VVV V VVV ⎥ −−= ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ −− β β ) (3-15) 由此求得输出电压是： ( )( ) ( 2/1 2 2 || ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ in DD −−−−−−= TP N P out TNin in VVVVV TTN VVV β β ) (3-16) (5)E区 即当Vin≥VDD-|VTP|时。这时PMOS管截止，IDSP=0，但NMOS管仍处于 非饱和状态。因此，输出电压： Vout=VOL=0 (3-17)
实际的倒相器状态转变总有一个过程。为了保证数字电路可靠地工作,应满 足 Vn≤V (3-18) n≥Vn 式中,Vn称为最大输入低电平 Vm称为最小输入高电平.亦即为 了保持Vo处于可靠的逻辑“1”状 d vo/dvi=m-I 态时的输入电压不得超过V同 样。为了保证V处于可靠的逻辑 “0”状态时,输入电压不得小于 Vm。通常将VL和VIH定义在倒相 dv…lava=-1 器直流传输特性曲线斜率等于-1 o Vn VmV. 处所对应的输入电压,如图3-12 图3-12V和Vm的定义 所示 设X=B√Bp,在式(3-11)中将Ⅴout对Vin求导.令导数值为-1.可得到 V12[3-2X-X2]+Vn[(6+2X)(|Vv|-Vmt+Xx) +[3Vm2+3V2Vn2(-4X-X2)+6VnVm+2XVnV+2XVnV]=0(3-19) 若令X=1,可求得 l=3D-3|m|+V 用相同的方法得到求Vm的方程式是: 2 Xx+m-8mx+m2+8m-242 XX 3(x (3-21) X DD +y 2
实际的倒相器状态转变总有一个过程。为了保证数字电路可靠地工作，应满 足： (3-18) ⎩ ⎨ ⎧ ≥ ≤ = IHin DD ILin out VV V VV V 0 式中，VIL称为最大输入低电平； VIH称为最小输入高电平．亦即为 了保持Vout处于可靠的逻辑“1”状 态时的输入电压不得超过VIL同 样。为了保证Vout处于可靠的逻辑 “0”状态时，输入电压不得小于 VIH。通常将VIL和VIH定义在倒相 器直流传输特性曲线斜率等于-1 处所对应的输入电压，如图 3-12 所示． 图 3-12 VIL和 VIH的定义 设X=βN/βP，在式(3-11)中将Vout对Vin求导．令导数值为-1．可得到， VIL 2 [3-2X-X2 ]+VIL[(6+2X)(|VTP|-VDD+XVTN)] +[3VTP 2 +3VDD 2 十VTN 2 (-4X-X2 )+6VTPVDD+2XVTNVTP+2XVTNVDD]＝0 (3-19) 若令 X＝1，可求得： 8 DD TP 5||33 TN IL VVV V − + = (3-20) 用相同的方法得到求VIH的方程式是： ( ) 2 0 4 4 1 22 88 8 12 3 2 2 22 2 2 = ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ ⎟ ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ ⎟ −+−++ ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ −+ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ ⎟ ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ ⎟ −+ ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ ⎟ −−++−+⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ −− TN DD TP TN DD TP TPDD TN DD TP DD TP IH IH TN V X V X V VVVV X V V X V X V XX V X V VV XX V (3-21)
当X=1时,可求得 5D-5|1mp|+3 在B=B,和Vn=VP[的条件下 (3-23) 2 3.2.2瞬态特性 倒相器的瞬态特性是研究倒相器输入电压随时间变化时其输出电压的变化规 L <a) (6) 图3-13CMOS倒相器瞬态特性(a)放电过程 (b)充电过程
当 X=1 时，可求得： 8 3||55 DD TP TN IH VVV V − + = (3-22) 在βn=βp和VTN=VTP[的条件下： ⎟ ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ IL TN += VVV DD 2 3 4 1 (3-23) ⎟ ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ VIH = DD −VV TN 2 5 4 1 (3-24) 3.2.2 瞬态特性 倒相器的瞬态特性是研究倒相器输入电压随时间变化时其输出电压的变化规 图 3-13 CMOS 倒相器瞬态特性 （a）放电过程 (b)充电过程
