应用于NPC型逆变器的三电平不连续PWM方法

工程科学学报，第38卷，第4期：581588,2016年4月 Chinese Journal of Engineering,Vol.38,No.4:581-588,April 2016 DOI:10.13374/j.issn2095-9389.2016.04.019:http://journals.ustb.edu.cn 应用于NPC型逆变器的三电平不连续PWM方法 罗晓飞巴，孙彦广，宋克俭，石志学 治金自动化研究设计院，北京100071 ☒通信作者，Email:birenxiaofeigg@l63.com 摘要针对低频大功率二极管中点钳位(NP℃)型逆变器控制系统的不连续空间矢量脉宽调制原理及控制策略的研究，提 出三电平不连续空间矢量脉宽调制方法，相比于传统三电平空间矢量脉宽调制方法，在相同的开关频率下，此方法可以显著 降低逆变器的开关损耗.同时，文中对三电平逆变器的中点电压不平衡问题以及在现场应用中可能出现的P电平跳变问题 进行分析，并提出解决方法.最后，针对本文提出的调制方法做中点电压的平衡控制，给出对于该算法基于仿真和实验的 验证。 关键词逆变器：脉冲宽度调制：中点钳位型：跳变：控制策略 分类号TM464 Discontinuous PWM strategy considering neutral-point potential balance for a threelevel NPC inverter LUO Xiao-fei,SUN Yan-guang,SONG Kejian,SHI Zhi-xue Automation Research and Design Institute of Metallurgical Industry,Beijing 100071,China Corresponding author,E-mail:birenxiaofeigg@163.com ABSTRACT A novel discontinuous space-vector pulse width modulation (DSVPWM)strategy is proposed for a three-level neutral- point-clamped (NPC)voltage source inverter.Compared with traditional space-vector pulse width modulation (SVPWM),the pro- posed strategy can largely reduce the switching losses of the inverter at the same switching frequency.Then,solutions to the imbalance of neutral-point voltage and the PN voltage jumps during application are proposed in this paper.At last,the three-level DSVPWM strategy is verified by simulation and experiment. KEY WORDS inverters;pulse width modulation:neutral-point-clamped;jump:control strategies 随着电力电子、智能电网、新能源等技术的发展， 件的开关损耗，成为变频器控制性能提高的一个重要 为了降低对电网侧注入的谐波以及提高对电机侧的控 因素 制质量，对变频器技术的控制要求越来越严格.在传 不连续空间矢量PWM调制(discontinuous space- 统的脉冲宽度调制(pulse width modulation,PWM)和 vector pulse width modulation,DSVPWM)技术不仅具有 空间矢量脉宽调制(space-vector pulse width modula-- 连续PWM调制下较宽的线性调制区、较小的谐波畸 tion,SVPWM)控制算法中，变频器控制性能的提高受 变率以及易于实施的优点，而且可以在一定时间内，控 限于开关器件的开关频率，进而受限于开关器件集成 制部分开关器件不动作，这样可以很大程度地减少开 门极换流晶闸管(integrated gate-commutated thyristor, 关器件的开关频率. IGCT)或绝缘栅双极性晶体管(insulated gate bipolar 因此，近年来各种DSVPWM的调制方法相继被提 transistor,IGBT)的开关损耗.因此，如何降低开关器 出.国内在两电平逆变器的应用方面做了大量研 收稿日期：201505-19 基金项目：国家国际科技合作专项：钢铁企业智能微电网技术研究资助项目(2013DFA10810)

工程科学学报，第 38 卷，第 4 期: 581--588，2016 年 4 月 Chinese Journal of Engineering，Vol． 38，No． 4: 581--588，April 2016 DOI: 10． 13374 /j． issn2095--9389． 2016． 04． 019; http: / /journals． ustb． edu． cn 应用于 NPC 型逆变器的三电平不连续 PWM 方法 罗晓飞，孙彦广，宋克俭，石志学 冶金自动化研究设计院，北京 100071  通信作者，E-mail: birenxiaofeigg@ 163． com 摘 要 针对低频大功率二极管中点钳位( NPC) 型逆变器控制系统的不连续空间矢量脉宽调制原理及控制策略的研究，提 出三电平不连续空间矢量脉宽调制方法，相比于传统三电平空间矢量脉宽调制方法，在相同的开关频率下，此方法可以显著 降低逆变器的开关损耗． 同时，文中对三电平逆变器的中点电压不平衡问题以及在现场应用中可能出现的 PN 电平跳变问题 进行分析，并提出解决方法． 最后，针对本文提出的调制方法做中点电压的平衡控制，给出对于该算法基于仿真和实验的 验证． 关键词 逆变器; 脉冲宽度调制; 中点钳位型; 跳变; 控制策略 分类号 TM464 Discontinuous PWM strategy considering neutral-point potential balance for a three-level NPC inverter LUO Xiao-fei ，SUN Yan-guang，SONG Ke-jian，SHI Zhi-xue Automation Ｒesearch and Design Institute of Metallurgical Industry，Beijing 100071，China  Corresponding author，E-mail: birenxiaofeigg@ 163． com ABSTＲACT A novel discontinuous space-vector pulse width modulation ( DSVPWM) strategy is proposed for a three-level neutral￾point-clamped ( NPC) voltage source inverter． Compared with traditional space-vector pulse width modulation ( SVPWM) ，the pro￾posed strategy can largely reduce the switching losses of the inverter at the same switching frequency． Then，solutions to the imbalance of neutral-point voltage and the PN voltage jumps during application are proposed in this paper． At last，the three-level DSVPWM strategy is verified by simulation and experiment． KEY WOＲDS inverters; pulse width modulation; neutral-point-clamped; jump; control strategies 收稿日期: 2015--05--19 基金项目: 国家国际科技合作专项; 钢铁企业智能微电网技术研究资助项目( 2013DFA10810) 随着电力电子、智能电网、新能源等技术的发展， 为了降低对电网侧注入的谐波以及提高对电机侧的控 制质量，对变频器技术的控制要求越来越严格． 在传 统的脉冲宽度调制( pulse width modulation，PWM) 和 空间矢 量 脉 宽 调 制 ( space-vector pulse width modula￾tion，SVPWM) 控制算法中，变频器控制性能的提高受 限于开关器件的开关频率，进而受限于开关器件集成 门极换流晶闸管( integrated gate-commutated thyristor， IGCT) 或绝缘栅双极性晶体管( insulated gate bipolar transistor，IGBT) 的开关损耗． 因此，如何降低开关器 件的开关损耗，成为变频器控制性能提高的一个重要 因素． 不连续空间矢量 PWM 调制( discontinuous space￾vector pulse width modulation，DSVPWM) 技术不仅具有 连续 PWM 调制下较宽的线性调制区、较小的谐波畸 变率以及易于实施的优点，而且可以在一定时间内，控 制部分开关器件不动作，这样可以很大程度地减少开 关器件的开关频率． 因此，近年来各种 DSVPWM 的调制方法相继被提 出． 国内在两电平逆变器的应用方面做了大量研

·582· 工程科学学报，第38卷，第4期 究习，并提出各自的算法：而关于DSVPWM调制在三 如此，通过控制A相4个开关器件的开通和关断， 电平二极管中点钳位(neutral-point-clamped,NPC)型 即可实现对A相的P、0和N三相电平的输出.12个 逆变器的应用则稍显不足.在文献4]中，除了提到常 开关管子共同作用，共有27种开关状态，分布见图2 见的4种三电平DSVPWM调制方法外，又提出在低调 所示 制区可以把对应的某相钳位在0电平（即0电平），可 以提高在欠调制区的调制性能：但该文献中并没有提 19 出对中点电压的平衡控制方法.在文献]中，针对应 用DSVPWM算法的三电平逆变器的中点电压平衡问 D1 2 D3达 D5 T10 题，提出一种通过调节不连续区的宽度来调节中点电 压的平衡算法：但文中并没有提到具体应如何操作来 调节不连续区的宽度.在文献[6]中，针对NPC型电 路作降维分析，根据降维后的电路提出一种新的基于 C2 )2 D4 载波的不连续PWM调制方法.在一种NPC型电路的 改进型拓扑结构上，文献7]提出通过交互调用2种 DSVPWM调制方法来平衡中点钳位电压的方法，并取 T8 得较好的控制性能：但该方法并没有分析两者调用过 图1三电平中点箝位式逆变器主电路 程中可能产生的PN电平跳变问题，直接适用于NPC Fig.1 Power stage of a three-evel NPC inverter 型电路会产生较多的PN型电平跳变，不利于系统的 安全运行.文献⑧]介绍了一种双极性调制模式来平 OPV4 PPV 衡中点电压，但并不适用于不连续PWM调制算法.通 过引入缓冲电路，文献9]提出一种新型的基于载波 P PPO PON NOV 的不连续PWM调制算法，并取得较好的控制性能，但 却增加了硬件成本 PPO 针对三电平DSVPWM调制中所存在的中点电压 00 P ( 不平衡的共性问题，文中提出一种新型三电平逆变器 不连续PWM调制的中点电压平衡方法.由于在文献 (00 POP 5,7]中所提方法并不能适用于常用的NP℃型电路， 本文重点分析在NPC电路的实际应用中可能产生的 P电平跳变问题，并通过改进其发波序列，提出相应 NNP ONP PNP 的解决方法.应用该算法，不用添加额外的硬件电路， 图2三电平逆变器空间电压状态矢量图 通过对检测到的两直流侧电容电压的差值，合理选择 Fig.2 Space voltage vectors with their switching states for the three- 相应的控制算法，即可以实现对中点电压的有效控制 level inverter 1NPC型逆变电路的拓扑结构及调制原理 对于任一参考电压矢量，如图3所示，落入第 1扇区第③和第④小三角形区域的参考矢量“根据 1.1NPC型三电平逆变电路 伏秒平衡原理，可以选择距其最近的3个已知的电压 图1为NPC型三电平逆变器的电路拓扑结构图. 矢量来等效合成，比如PP0(OON)、PO0(ONN)和 其每一相桥臂均由4个带有反并联二极管的IGCT/ PON.若一个开关周期为T。,m为调制度，3个基本矢 IGBT开关管组成，并带有2个钳位二极管.如此，三 量的作用时间分别是1、2和3·由伏秒平衡原理， 相桥臂构成三相逆变桥.每一个桥臂的4个开关器件 udTo=uroot +uppol2 +upoxt3'To=+2+3 (比如A相的T1、T2、T3和T4管子)，总有2组的开关 可得 动作是完全互补的，如T1和T3互补，T2和T4互补. t1=T(1-2msin8), 当T1和T2开通时，T3和T4闭合，A相输出P 电平： 2=T[2msin(号+0）-1] 当T1关断，T2开通时，T3开通，T4关断，此时两 钳位二极管钳位输出在0电平： 5=7[1-2msm(5-0)] 当T1和T2关断时，T3和T4开通，A相输出N 式中，m= 电平： 1ud,0为参考矢量u的相角

工程科学学报，第 38 卷，第 4 期 究［1--3］，并提出各自的算法; 而关于 DSVPWM 调制在三 电平二极管中点钳位( neutral-point-clamped，NPC) 型 逆变器的应用则稍显不足． 在文献［4］中，除了提到常 见的 4 种三电平 DSVPWM 调制方法外，又提出在低调 制区可以把对应的某相钳位在 O 电平( 即 0 电平) ，可 以提高在欠调制区的调制性能; 但该文献中并没有提 出对中点电压的平衡控制方法． 在文献［5］中，针对应 用 DSVPWM 算法的三电平逆变器的中点电压平衡问 题，提出一种通过调节不连续区的宽度来调节中点电 压的平衡算法; 但文中并没有提到具体应如何操作来 调节不连续区的宽度． 在文献［6］中，针对 NPC 型电 路作降维分析，根据降维后的电路提出一种新的基于 载波的不连续 PWM 调制方法． 在一种 NPC 型电路的 改进型拓扑结构上，文献［7］提出通过交互调用 2 种 DSVPWM 调制方法来平衡中点钳位电压的方法，并取 得较好的控制性能; 但该方法并没有分析两者调用过 程中可能产生的 PN 电平跳变问题，直接适用于 NPC 型电路会产生较多的 PN 型电平跳变，不利于系统的 安全运行． 文献［8］介绍了一种双极性调制模式来平 衡中点电压，但并不适用于不连续 PWM 调制算法． 通 过引入缓冲电路，文献［9］提出一种新型的基于载波 的不连续 PWM 调制算法，并取得较好的控制性能，但 却增加了硬件成本． 针对三电平 DSVPWM 调制中所存在的中点电压 不平衡的共性问题，文中提出一种新型三电平逆变器 不连续 PWM 调制的中点电压平衡方法． 由于在文献 ［5，7］中所提方法并不能适用于常用的 NPC 型电路， 本文重点分析在 NPC 电路的实际应用中可能产生的 PN 电平跳变问题，并通过改进其发波序列，提出相应 的解决方法． 应用该算法，不用添加额外的硬件电路， 通过对检测到的两直流侧电容电压的差值，合理选择 相应的控制算法，即可以实现对中点电压的有效控制． 1 NPC 型逆变电路的拓扑结构及调制原理 1. 1 NPC 型三电平逆变电路 图 1 为 NPC 型三电平逆变器的电路拓扑结构图． 其每一相桥臂均由 4 个带有反并联二极管的 IGCT / IGBT 开关管组成，并带有 2 个钳位二极管． 如此，三 相桥臂构成三相逆变桥． 每一个桥臂的 4 个开关器件 ( 比如 A 相的 T1、T2、T3 和 T4 管子) ，总有 2 组的开关 动作是完全互补的，如 T1 和 T3 互补，T2 和 T4 互补． 当 T1 和 T2 开通时，T3 和 T4 闭合，A 相输出 P 电平; 当 T1 关断，T2 开通时，T3 开通，T4 关断，此时两 钳位二极管钳位输出在 O 电平; 当 T1 和 T2 关断时，T3 和 T4 开通，A 相输出 N 电平; 如此，通过控制 A 相4 个开关器件的开通和关断， 即可实现对 A 相的 P、O 和 N 三相电平的输出． 12 个 开关管子共同作用，共有 27 种开关状态，分布见图 2 所示． 图 1 三电平中点箝位式逆变器主电路 Fig． 1 Power stage of a three-level NPC inverter 图 2 三电平逆变器空间电压状态矢量图 Fig． 2 Space voltage vectors with their switching states for the three￾level inverter 对于任一参考电压矢量 uref，如图 3 所示，落入第 1 扇区第③和第④小三角形区域的参考矢量 uref ． 根据 伏秒平衡原理，可以选择距其最近的 3 个已知的电压 矢量来 等 效 合 成，比 如 PPO ( OON) 、POO ( ONN) 和 PON． 若一个开关周期为 Ts0，m 为调制度，3 个基本矢 量的作用时间分别是 t1、t2和 t3 ． 由伏秒平衡原理， urefTs0 = uPOO t1 + uPPO t2 + uPON t3，Ts0 = t1 + t2 + t3， 可得 t1 = Ts0 ( 1 － 2msin θ) ， t2 = Ts0 [ 2m ( sin π 3 + θ ) ] － 1 ， t3 = Ts0 [ 1 － 2m ( sin π 3 － θ ) ] ． 式中，m =槡3 | uref | udc ，θ 为参考矢量 uref的相角． · 285 ·

罗晓飞等：应用于NPC型逆变器的三电平不连续PWM方法 583· 同理，可以求解出当u位于第1、2小区域时，有 PPN 【1,2=T0-l3l2.2=-l2l3.2=T0-l1 当u位于第5小区域时，有 15=T。-2l25=Tn-41l3.5=-l3 ⑥ 当u位于第6小区域时，有 PPO d OON PON 416=-41l2.6=T0-433.6=T0-l2 ④ 此时，即可通过2和13的正负符号来判断参考 ② ③ 电压矢量位于哪个小三角区域： ⑤ (1)若1≥0，l2≥0,43≥0，则参考矢量位于第3、4 PPP ① 小区域，如果参考矢量相角小于30°，在第3扇区，反之 000 0 NNN ONN PNN 在第4扇区： 图3 扇区【中的参考矢量合成 (2)若1≥0,2<0,3≥0，则参考矢量位于第1、2 Fig.3 Vector approach for desired vectors in SectorI 小区域，如果参考矢量相角小于30°，在第1扇区，反之 在第2扇区： 直到参考矢量离开这2个扇区.同样，在第2、5扇区， (3)若11≥0,2≥0,3<0，则参考矢量位于第5小 C相钳位在N和P电平：在扇区3,6中，B相钳位在P 区域： 和N电平.图4(b)则可以看作图4(a)顺时针转动 (4)若11<0,2≥0,3≥0，则参考矢量位于第6小 60°，作用原理相同. 区域. 如此一来，就需要考虑到对特定的相进行钳位处 当参考电压位于其他扇区时，可以转换到第1扇 理，若选择图4(a)的钳位方式，即A相在第1、4扇区 区进行处理，原理相同.同时，考虑到降低开关动作频 钳位在P和N电平，那么图3中的参考矢量u就只能 率，以降低开关损耗，在电压矢量转换时，应保证每次 采用五段式发波方式，可有PP0→PO0→PON-PO0 变换只动作一相开关管.出于对开关器件安全运行的 PPO.由于要考虑到钳位状态，此时的小矢量就不能选 考虑，在开关状态切换过程中，A、B和C三相必须不 择对应于A相的N型冗余小矢量. 能出现N→P和P→N的电平跳变 在不连续DSVPWM调制过程中，由于A、B和C L.2三电平不连续DSVPWM调制原理 三相都有120°的不连续区域(P和N电平各60°区 不连续DSVPWM调制电路同连续SVPWM调制 间)，而在此期间，对应相的开关器件是没有开关动作 电路完全一样.但是，在调制原理上，不连续DSVPWM 的.因此，同连续的SVPWM调制相比，不连续的DS- 调制，要求在某一扇区内，相应的相(A、B和C任一 VPWM调制具有开关频率低，开关损耗小（开关损耗 相)要保持P(或N)电平不变.在此过程中，该相的开 降低了1/3)的优点. 关器件不动作，从而降低开关器件的动作频率，减少开 2三电平DSVPWM调制中点电压不平衡的 关损耗. 图4为2种传统DSVPWM调制方式，其中X:Y表 解决方法 示X相在该扇区内钳位在Y电平.在图4(a)中我们 2.1中点电压不平衡问题的产生原因及危害 可以清晰看到，在第1、4扇区，A相分别钳位在P和N 在三电平DSVPWM调制过程中，同样存在着中点 电平，即在第1、4扇区，A相保持电平为P和N不变， 电压不平衡问题，而中点电压不平衡极大地危害电器 NPN OPN PPN NPN OPN PPN B:P P A:P :N C:P A:P B:\ ONP PNP NNP ONP PNP ,图42种不同的三电平DSVPWM调制方法山 Fig.4 Two different DSVPWM methods for the three-level inverter

罗晓飞等: 应用于 NPC 型逆变器的三电平不连续 PWM 方法 同理，可以求解出当 uref位于第 1、2 小区域时，有 t1，12 = Ts0 － t3，t2，12 = － t2，t3，12 = Ts0 － t1 ． 当 uref位于第 5 小区域时，有 t1，5 = Ts0 － t2，t2，5 = Ts0 － t1，t3，5 = － t3 ． 当 uref位于第 6 小区域时，有 t1，6 = － t1，t2，6 = Ts0 － t3，t3，6 = Ts0 － t2 ． 此时，即可通过 t1、t2和 t3的正负符号来判断参考 电压矢量位于哪个小三角区域: ( 1) 若 t1≥0，t2≥0，t3≥0，则参考矢量位于第 3、4 小区域，如果参考矢量相角小于 30°，在第3 扇区，反之 在第 4 扇区; ( 2) 若 t1≥0，t2 ＜ 0，t3≥0，则参考矢量位于第 1、2 小区域，如果参考矢量相角小于 30°，在第1 扇区，反之 在第 2 扇区; ( 3) 若 t1≥0，t2≥0，t3 ＜ 0，则参考矢量位于第 5 小 区域; ( 4) 若 t1 ＜ 0，t2≥0，t3≥0，则参考矢量位于第 6 小 区域． 当参考电压位于其他扇区时，可以转换到第 1 扇 区进行处理，原理相同． 同时，考虑到降低开关动作频 率，以降低开关损耗，在电压矢量转换时，应保证每次 变换只动作一相开关管． 出于对开关器件安全运行的 考虑，在开关状态切换过程中，A、B 和 C 三相必须不 能出现 N→P 和 P→N 的电平跳变． 图 4 2 种不同的三电平 DSVPWM 调制方法 Fig． 4 Two different DSVPWM methods for the three-level inverter 1. 2 三电平不连续 DSVPWM 调制原理 不连续 DSVPWM 调制电路同连续 SVPWM 调制 电路完全一样． 但是，在调制原理上，不连续 DSVPWM 调制，要求在某一扇区内，相应的相( A、B 和 C 任一 相) 要保持 P( 或 N) 电平不变． 在此过程中，该相的开 关器件不动作，从而降低开关器件的动作频率，减少开 关损耗． 图 4 为 2 种传统 DSVPWM 调制方式，其中 X: Y 表 示 X 相在该扇区内钳位在 Y 电平． 在图 4( a) 中我们 可以清晰看到，在第 1、4 扇区，A 相分别钳位在 P 和 N 电平，即在第 1、4 扇区，A 相保持电平为 P 和 N 不变， 图 3 扇区Ⅰ中的参考矢量合成 Fig． 3 Vector approach for desired vectors in Sector Ⅰ 直到参考矢量离开这 2 个扇区． 同样，在第 2、5 扇区， C 相钳位在 N 和 P 电平; 在扇区 3、6 中，B 相钳位在 P 和 N 电平． 图 4 ( b) 则可以看作图 4 ( a) 顺时针转动 60°，作用原理相同． 如此一来，就需要考虑到对特定的相进行钳位处 理，若选择图 4( a) 的钳位方式，即 A 相在第 1、4 扇区 钳位在 P 和 N 电平，那么图 3 中的参考矢量 uref就只能 采用五段式发波方式，可有 PPO→POO→PON→POO→ PPO． 由于要考虑到钳位状态，此时的小矢量就不能选 择对应于 A 相的 N 型冗余小矢量． 在不连续 DSVPWM 调制过程中，由于 A、B 和 C 三相都有 120° 的 不 连 续 区 域( P 和 N 电 平 各 60° 区 间) ，而在此期间，对应相的开关器件是没有开关动作 的． 因此，同连续的 SVPWM 调制相比，不连续的 DS￾VPWM 调制具有开关频率低，开关损耗小( 开关损耗 降低了 1 /3) 的优点． 2 三电平 DSVPWM 调制中点电压不平衡的 解决方法 2. 1 中点电压不平衡问题的产生原因及危害 在三电平 DSVPWM 调制过程中，同样存在着中点 电压不平衡问题，而中点电压不平衡极大地危害电器 · 385 ·

·584· 工程科学学报，第38卷，第4期 设备的安全运行，增大逆变器输出的三相电压的谐波 区域可调范围是120°~240°，均具有120°的可调范 含量，降低输出电压的波形质量 围.同样，B、C相也是如此，围绕各自的中心线均有 在三电平NPC型逆变器的PWM调制电路中，由 120°的调节范围. 于两电容的中点同输出的相电压经两钳位二极管相 如此，在中点电压不平衡时，通过调节A、B和C 连，见图1，在不同的参考电压矢量作用下，或者在不 三相P型或N型不连续区域的宽度，即可调节中点电 同的负载下，经两钳位二极管向两电容中点注入电流 压的大小，进而实现对中点电压的平衡控制. 或从中点向外流出电流，从而使得两电容两端电压不 根据从两电容侧反馈得到的电压差值△u,通过 平衡.随着逆变器运行时间的增长，该不平衡电压会 一个带有比例饱和环节，计算得到电压控制角中 越来越大，进而对电器设备造成重大安全隐患，而且在 (-30°≤中≤30).如图5所示，由控制角中来确定 输出三相电压中引入了大量谐波分量. P与N电平的不连续区域钳位长度，对电容中点电 2.2应用DSVPWM调制解决中点电压不平衡问题 压进行调节处理 的方法 传统连续的SVPWM调制算法主要是通过调节P PP\ 型或N型小矢量的作用时间来做中点电压平衡的：而 应用DSVPWM调制算法时，由于要考虑到钳位状态， B:P 那么对于每一个参考电压矢量u,合成它的3个电压 NPO 矢量是固定的，没有冗余小矢量用来调节中点电压 A:M 以第1象限为例，如图3中“，当A相钳位在P 电平时，小三角形区域④内的参考电压矢量“，则只 能由电压矢量PPO、POO和PON来合成，小矢量就不 NOP 能选择N型的ONN与OON:而当钳位在C相N电平 时，u则只能由电压矢量ONN、OON和PON来合成， NNP ONP PNP 小矢量同样不能选择P型的PO0和PPO.因此，传统 分 方法应用于DSVPWM调整中点电压的设想是不成 图5电压控制角中的作用原理 立的 Fig.5 Action principle of voltage control factor 2.2.1本文提出的中点电压平衡方法 沿用文献[5]的思路，本文通过改变不连续区域 由图5可知，对于A、B和C三相的钳位状态，可 宽度的方法，来调节中点电压平衡.两电容电压不平 以通过增大和减小电压控制角山（-30°≤b≤30°)， 衡时，比如u>u2即上面电容电压（直流母线正极侧 来相应地增大P和减小N型不连续区域的长度，或减 电容)大于下面电容电压（直流母线负极侧电容）时， 小N和增大P型不连续区域的长度，从而实现对两电 可适当增大P型不连续区的宽度，使流入中点电流增 容中点电压的调节 加：并等量减小N型不连续区的宽度，使流出中点电 2.2.2PWN跳变分析 流减小.如此，作用于负载的P型小矢量时间增加，N 在NPC型三电平逆变器的PWM调制电路中，在 型小矢量作用时间减少，那么中点电压会逐渐升高， 电机运行过程中可能产生的PN跳变类型有PN跳变 u2逐渐变大，u逐渐变小，直到两者基本平衡. (一般包括幅值跳变和相角跳变)及幅相同时跳变. 同理，当“<w,时，上面电容电压小于下面电容 幅值跳变是指参考电压矢量幅值的变化，如图3 电压时，可适当减小P型不连续区宽度，使流入中点电 所示，以第1象限为例，参考矢量从①、②小区域跳到 流减小，增大N型不连续区宽度，使流出中点电流增 ③、④、⑤和⑥小区域，或者从③、④、⑤和⑥小区域跳 大，从而维持两电容两侧的电压基本平衡 到①、②小区域，或者在③、④、⑤和⑥小区域之间的区 在此，本文提出一种同时使用图4(a)和(b)两调 域跳变，期间保持相位基本不变 制算法做中点电压平衡的方法.在不考虑中点电压平 相位跳变是指参考电压矢量相位的变化，如图3 衡时，每隔30°换一种调制算法，这样构成DSVPWM调 所示，从①、③和⑤跳到同扇区的②、④和⑥或者跳到 制的一种新方法 任意扇区的①、②、③、④、⑤和⑥小区域，期间保持幅 此时，A相在[-30°，30]区域钳位于P电平，在 值不变 50°，210]范围内钳位于N电平，但此时的A相(B、 幅相同时跳变是指参考电压矢量的幅值与相位同 C相与A相相似)的不连续区域是可调的.A相的P 时发生突变在电机电动和制动过程中，该跳变具有 型不连续区域可调范围为-60°~60°，其N型不连续 随机性

工程科学学报，第 38 卷，第 4 期 设备的安全运行，增大逆变器输出的三相电压的谐波 含量，降低输出电压的波形质量． 在三电平 NPC 型逆变器的 PWM 调制电路中，由 于两电容的中点同输出的相电压经两钳位二极管相 连，见图 1，在不同的参考电压矢量作用下，或者在不 同的负载下，经两钳位二极管向两电容中点注入电流 或从中点向外流出电流，从而使得两电容两端电压不 平衡． 随着逆变器运行时间的增长，该不平衡电压会 越来越大，进而对电器设备造成重大安全隐患，而且在 输出三相电压中引入了大量谐波分量． 2. 2 应用 DSVPWM 调制解决中点电压不平衡问题 的方法 传统连续的 SVPWM 调制算法主要是通过调节 P 型或 N 型小矢量的作用时间来做中点电压平衡的; 而 应用 DSVPWM 调制算法时，由于要考虑到钳位状态， 那么对于每一个参考电压矢量 uref，合成它的 3 个电压 矢量是固定的，没有冗余小矢量用来调节中点电压． 以第 1 象限为例，如图 3 中 uref，当 A 相钳位在 P 电平时，小三角形区域④内的参考电压矢量 uref，则只 能由电压矢量 PPO、POO 和 PON 来合成，小矢量就不 能选择 N 型的 ONN 与 OON; 而当钳位在 C 相 N 电平 时，uref则只能由电压矢量 ONN、OON 和 PON 来合成， 小矢量同样不能选择 P 型的 POO 和 PPO． 因此，传统 方法应用 于 DSVPWM 调整中点电压的设想是不成 立的． 2. 2. 1 本文提出的中点电压平衡方法 沿用文献［5］的思路，本文通过改变不连续区域 宽度的方法，来调节中点电压平衡． 两电容电压不平 衡时，比如 uc1 ＞ uc2即上面电容电压( 直流母线正极侧 电容) 大于下面电容电压( 直流母线负极侧电容) 时， 可适当增大 P 型不连续区的宽度，使流入中点电流增 加; 并等量减小 N 型不连续区的宽度，使流出中点电 流减小． 如此，作用于负载的 P 型小矢量时间增加，N 型小矢量作用时间减少，那么中点电压会逐渐升高， uc2逐渐变大，uc1逐渐变小，直到两者基本平衡． 同理，当 uc1 ＜ uc2时，上面电容电压小于下面电容 电压时，可适当减小 P 型不连续区宽度，使流入中点电 流减小，增大 N 型不连续区宽度，使流出中点电流增 大，从而维持两电容两侧的电压基本平衡． 在此，本文提出一种同时使用图 4( a) 和( b) 两调 制算法做中点电压平衡的方法． 在不考虑中点电压平 衡时，每隔 30°换一种调制算法，这样构成 DSVPWM 调 制的一种新方法． 此时，A 相在［－ 30°，30°］区域钳位于 P 电平，在 ［150°，210°］范围内钳位于 N 电平，但此时的 A 相( B、 C 相与 A 相相似) 的不连续区域是可调的． A 相的 P 型不连续区域可调范围为 － 60° ～ 60°，其 N 型不连续 区域可调范围是 120° ～ 240°，均具有 120°的可调范 围． 同样，B、C 相也是如此，围绕各自的中心线均有 120°的调节范围． 如此，在中点电压不平衡时，通过调节 A、B 和 C 三相 P 型或 N 型不连续区域的宽度，即可调节中点电 压的大小，进而实现对中点电压的平衡控制． 根据从两电容侧反馈得到的电压差值 Δu，通过 一 个 带 有 比 例 饱 和 环 节，计算得到电压控制角  ( － 30°≤≤30°) ． 如图 5 所示，由控制角  来确定 P 与 N 电平的不连续区域钳位长度，对电容中点电 压进行调节处理． 图 5 电压控制角  的作用原理 Fig． 5 Action principle of voltage control factor  由图 5 可知，对于 A、B 和 C 三相的钳位状态，可 以通过增大和减小电压控制角  ( － 30°≤≤30°) ， 来相应地增大 P 和减小 N 型不连续区域的长度，或减 小 N 和增大 P 型不连续区域的长度，从而实现对两电 容中点电压的调节． 2. 2. 2 PN 跳变分析 在 NPC 型三电平逆变器的 PWM 调制电路中，在 电机运行过程中可能产生的 PN 跳变类型有 PN 跳变 ( 一般包括幅值跳变和相角跳变) 及幅相同时跳变． 幅值跳变是指参考电压矢量幅值的变化，如图 3 所示，以第 1 象限为例，参考矢量从①、②小区域跳到 ③、④、⑤和⑥小区域，或者从③、④、⑤和⑥小区域跳 到①、②小区域，或者在③、④、⑤和⑥小区域之间的区 域跳变，期间保持相位基本不变． 相位跳变是指参考电压矢量相位的变化，如图 3 所示，从①、③和⑤跳到同扇区的②、④和⑥或者跳到 任意扇区的①、②、③、④、⑤和⑥小区域，期间保持幅 值不变． 幅相同时跳变是指参考电压矢量的幅值与相位同 时发生突变． 在电机电动和制动过程中，该跳变具有 随机性． · 485 ·

罗晓飞等：应用于NPC型逆变器的三电平不连续PWM方法 ·585· 2.2.3低调制度时PN跳变问题的处理 在第1、6扇区时，DSVPWM1在①、③和⑤小区与DS- 由于在上述中点电压平衡过程中我们用到2种不 VPWM2在②、④和⑥小区内均不发生A、B和C三相 同的DSVPWM调制算法，因此在实际运行过程中在低 的PN跳变：在第1、6扇区内，第6至第1扇区跨越 调制度时（参考电压矢量运行在①、②小区域，如图6 时，两种DSVPWM方法的切换过程中，均不发生A、B 所示)，把所有的扇区内，①、②区域内所对应的相，全 和C三相的PN跳变.情形B、C、D和E的分析同A 部钳位到0电平，并且6个扇区的首发矢量均为 情形类似：确保在6个扇区切换过程及两种DSVP- 000,只有在③、④、⑤和⑥区域才根据需要钳位到各 WM方法切换过程中，均没有A、B和C三相的PN 自的电平(P或N) 跳变. NPN OPN PPN 2.2.5确定发波序列 基于上述PN电平跳变分析，可得到图4(a)和图 NPO PON (b)所示两种DSVPWM调制策略在第1扇区的发波序 X:0 列如表1和表2所示. XO PNN 表1 DSVPWM1在第1扇区发波序列 X:O x-O Table 1 Sequences of DSVPWMI in Section 1 X:0 PNO 扇区区域 被钳相位 发送序列 ①，② A:0 O0O OON ONN OON 000 NNP ONP PNP ③，④ PON POO PPO POO PON 图6低调制度时钳位状态 5 A:P POO PON PNN PON P00 Fig.6 Switching state at a low modulation index ⑥ PPO PPN PON PPN PPO 如此一来，由于在①、②小区域的五段式发波是两 边对称的，第1和5段均为000，就保证在低调制度 表2 DSVPWM2在第1扇区发波序列 时，对于参考电压矢量的任何幅值跳变（无论是幅值 Table 2 Sequences of DSVPWM2 in Section 1 增大跳变，还是幅值减小跳变)，均不会出现PN型跳 扇区 区域被钳相位 发送序列 变.此时，即使参考电压矢量的幅值、相角同时跳变， ①，② C:0 000P00PP0 P00000 也可以保证不会出现PN型跳变. ③，④ PON OON ONN OON PON 2.2.4电压控制角中变化时PN跳变的处理 ⑤ C:N ONN PNN PON PNn ONN 在调制度取值较大时（参考矢量位于③、④、⑤和 ⑥ OON PON PPN PON OON ⑥区域)，随着中点电压偏差的增大，电压控制角中会 在60°范围内波动，此时2种不同的DSVPWM算法所 可以验证，如2.2.3和2.2.4小节中所提到的可 作用的相角区间会有如图7所示的A~E的5种情况 能产生的PN跳变，通过合理安排发波序列，上述两种 (此时以第1、6扇区为例) DSVPWM的发波都可以得到解决. 以情形A为例，当电压控制角中为0°时，应确保 当参考电压矢量在电动或制动过程中发生扇区突 A E 中为0 中为负 中为正 DSVP 2 中为+30 中为-30 DSVP2 DSVP2 6 DSVP 1 DSVP L 2A6 2%6 DSVP 2 DSVP 2 DSVP 2 DSVP 1 DSVP1 DSVPI DSVP 1 图7电压控制角取不同值时DSVPWM方法选择 Fig.7 DSVPWM method selection at different control factors d

罗晓飞等: 应用于 NPC 型逆变器的三电平不连续 PWM 方法 2. 2. 3 低调制度时 PN 跳变问题的处理 由于在上述中点电压平衡过程中我们用到 2 种不 同的 DSVPWM 调制算法，因此在实际运行过程中在低 调制度时( 参考电压矢量运行在①、②小区域，如图 6 所示) ，把所有的扇区内，①、②区域内所对应的相，全 部钳位 到 O 电 平，并 且 6 个 扇 区 的 首 发 矢 量 均 为 OOO，只有在③、④、⑤和⑥区域才根据需要钳位到各 自的电平( P 或 N) ． 图 6 低调制度时钳位状态 Fig． 6 Switching state at a low modulation index 如此一来，由于在①、②小区域的五段式发波是两 边对称的，第 1 和 5 段均为 OOO，就保证在低调制度 时，对于参考电压矢量的任何幅值跳变( 无论是幅值 增大跳变，还是幅值减小跳变) ，均不会出现 PN 型跳 变． 此时，即使参考电压矢量的幅值、相角同时跳变， 也可以保证不会出现 PN 型跳变． 2. 2. 4 电压控制角  变化时 PN 跳变的处理 在调制度取值较大时( 参考矢量位于③、④、⑤和 ⑥区域) ，随着中点电压偏差的增大，电压控制角  会 在 60°范围内波动，此时 2 种不同的 DSVPWM 算法所 作用的相角区间会有如图 7 所示的 A ～ E 的 5 种情况 ( 此时以第 1、6 扇区为例) ． 图 7 电压控制角取不同值时 DSVPWM 方法选择 Fig． 7 DSVPWM method selection at different control factors  以情形 A 为例，当电压控制角  为 0°时，应确保 在第 1、6 扇区时，DSVPWM1 在①、③和⑤小区与 DS￾VPWM2 在②、④和⑥小区内均不发生 A、B 和 C 三相 的 PN 跳变; 在第 1、6 扇区内，第 6 至第 1 扇区跨越 时，两种 DSVPWM 方法的切换过程中，均不发生 A、B 和 C 三相的 PN 跳变． 情形 B、C、D 和 E 的分析同 A 情形类似: 确保 在 6 个 扇 区 切 换 过 程 及 两 种 DSVP￾WM 方法切 换 过 程 中，均 没 有 A、B 和 C 三 相 的 PN 跳变． 2. 2. 5 确定发波序列 基于上述 PN 电平跳变分析，可得到图 4( a) 和图 ( b) 所示两种 DSVPWM 调制策略在第 1 扇区的发波序 列如表 1 和表 2 所示． 表 1 DSVPWM1 在第 1 扇区发波序列 Table 1 Sequences of DSVPWM1 in Section 1 扇区 区域 被钳相位 发送序列 ①，② A: O OOO OON ONN OON OOO 1 ③，④ PON POO PPO POO PON ⑤ A: P POO PON PNN PON POO ⑥ PPO PPN PON PPN PPO 表 2 DSVPWM2 在第 1 扇区发波序列 Table 2 Sequences of DSVPWM2 in Section 1 扇区 区域 被钳相位 发送序列 ①，② C: O OOO POO PPO POO OOO 1 ③，④ PON OON ONN OON PON ⑤ C: N ONN PNN PON PNN ONN ⑥ OON PON PPN PON OON 可以验证，如 2. 2. 3 和 2. 2. 4 小节中所提到的可 能产生的 PN 跳变，通过合理安排发波序列，上述两种 DSVPWM 的发波都可以得到解决． 当参考电压矢量在电动或制动过程中发生扇区突 · 585 ·

·586· 工程科学学报，第38卷，第4期 变时，如表1、2发波序列所示，在第⑤、⑥小区域可随 性，根据文献DO]中的仿真方式，首先利用MATLAB/ 时切换至第2种算法所对应的发波序列，由于此时两 SIMULINK仿真环境，对该DSVPWM算法作仿真分析， 种算法的首发矢量在第⑤、⑥小区域是完全互补的，因 仿真模型如图8所示.其中直流母线电压610V,基波 此可以保证在切换后A、B和C三相均不会发生PN电 频率50Hz,采样频率600Hz,调制度为m=0.8,死区 平跳变.如果在③、④小区域，由于参考电压矢量的扇 时间为T=3×106s,不平衡并联电阻为602，三电 区突变而产生PN电平跳变，对此，可先把三相均钳位 平逆变桥为有二极管反并联的IGBT开关器件.图9 在0电平，再按照对应的序列发波 (a)为直流母线电压的中点电压波动情况及两个电容 3仿真与实验分析 电压的偏差波动，图9()为中点电压平衡过程中逆变 器输出A相相电压及相电流，图9(c)为逆变器输出线 为验证本文提出的不连续DSVPWM方法的有效 电压 Discrete. 三相电压显示 线电压显示 T-10s 多路电压检测 控制算法模块 毛容电压显示 A相电流显示 房扇良 12开关 电压 言号 Connl Conn3 Connl RL Conn2 Conn5 Conn2 负载模块 Conn4 Conn6 Conn3 三电平IGBT桥 LC滤波模块 图8仿真模型图 Fig.8 Simulation model 然后，在以TMS320F28335DSP为核心控制芯片 电平SVPWM调制算法的总谐波畸变率(total harmonic 搭建的NPC型三电平逆变器实验平台上做实验研究. distortion,THD)湘比，DSVPWM调制算法在基波频率 其中，在实验分析过程中，先以300V直流母线电压， 为50Hz,调制度为0.8时THD为40.33%，结果偏大. 502的三相对称负载做星形连接进行分析，此时在下 因此，应用该PWM调制算法，会在电机侧输入电压中 面电容C,处并联一个1.3k的电阻，人为制造中点电 产生相对较大的谐波.对此，如果需要对电机进行精 压不平衡，如图10所示.图10(a)为电阻负载的A相 确控制，可在电机侧加装LC滤波单元.今后，可以通 相电压及线电压“，图10(b)为直流母线两个电容电 过对该DSVPWM控制算法做进一步的研究探索，以降 压在做中点电压平衡时的变化情况 低其THD,实现对电机更高性能的控制. 再以电网电压380V,直流母线电压610V,1500r· 4结论 min,50kW的三相异步电机作为负载进行实验分 析，实验结果如图11所示.其中，图11(a)为电机侧线 (1)三电平DSVPWM调制算法通过合理选择两 电压u的波形：图11(b)为在14s处使能给定，在38s 种DSVPWM调制方法，可以实现不连续区域的宽度可 处改变使能给定转速为-1500r·min,最后电机随着 调，并以此来实现中点电压的平衡控制. 软过流掉电的整个中点电压平衡过程.从图中可以看 (2)通过合理调整发波序列，在电平跳变时加入 到，在整个过程中，中点电压的波动一直控制在给定范 跳变处理方法，分析并解决了在电机的实际运行过程 围内，控制效果比较理想 中可能出现的PN电平跳变问题 不足之处分析：根据对本文DSVPWM调制算法的 (3)仿真和实验分析显示了DSVPWM平衡算法 快速傅里叶变换分析结果可以看出（图12），与传统三 的可行性及PN型电平跳变处理的可靠性

工程科学学报，第 38 卷，第 4 期 变时，如表 1、2 发波序列所示，在第⑤、⑥小区域可随 时切换至第 2 种算法所对应的发波序列，由于此时两 种算法的首发矢量在第⑤、⑥小区域是完全互补的，因 此可以保证在切换后 A、B 和 C 三相均不会发生 PN 电 平跳变． 如果在③、④小区域，由于参考电压矢量的扇 区突变而产生 PN 电平跳变，对此，可先把三相均钳位 在 O 电平，再按照对应的序列发波． 3 仿真与实验分析 为验证本文提出的不连续 DSVPWM 方法的有效 性，根据文献［10］中的仿真方式，首先利用 MATLAB / SIMULINK 仿真环境，对该 DSVPWM 算法作仿真分析． 仿真模型如图 8 所示． 其中直流母线电压 610 V，基波 频率 50 Hz，采样频率 600 Hz，调制度为 m = 0. 8，死区 时间为 Tdead = 3 × 10 － 6 s，不平衡并联电阻为 60 Ω，三电 平逆变桥为有二极管反并联的 IGBT 开关器件． 图 9 ( a) 为直流母线电压的中点电压波动情况及两个电容 电压的偏差波动，图 9( b) 为中点电压平衡过程中逆变 器输出 A 相相电压及相电流，图 9( c) 为逆变器输出线 电压 uab ． 图 8 仿真模型图 Fig． 8 Simulation model 然后，在以 TMS320F28335 DSP 为核心控制芯片 搭建的 NPC 型三电平逆变器实验平台上做实验研究． 其中，在实验分析过程中，先以 300 V 直流母线电压， 50 Ω 的三相对称负载做星形连接进行分析，此时在下 面电容 C2处并联一个 1. 3 kΩ 的电阻，人为制造中点电 压不平衡，如图 10 所示． 图 10( a) 为电阻负载的 A 相 相电压及线电压 uab，图 10( b) 为直流母线两个电容电 压在做中点电压平衡时的变化情况． 再以电网电压 380 V，直流母线电压 610 V，1500 r· min － 1，50 kW 的三相异步电机作为负载进行实验分 析，实验结果如图 11 所示． 其中，图 11( a) 为电机侧线 电压 uab的波形; 图 11( b) 为在 14 s 处使能给定，在 38 s 处改变使能给定转速为 － 1500 r·min － 1，最后电机随着 软过流掉电的整个中点电压平衡过程． 从图中可以看 到，在整个过程中，中点电压的波动一直控制在给定范 围内，控制效果比较理想． 不足之处分析: 根据对本文 DSVPWM 调制算法的 快速傅里叶变换分析结果可以看出( 图 12) ，与传统三 电平 SVPWM 调制算法的总谐波畸变率( total harmonic distortion，THD) 相比，DSVPWM 调制算法在基波频率 为 50 Hz，调制度为 0. 8 时 THD 为 40. 33% ，结果偏大． 因此，应用该 PWM 调制算法，会在电机侧输入电压中 产生相对较大的谐波． 对此，如果需要对电机进行精 确控制，可在电机侧加装 LC 滤波单元． 今后，可以通 过对该 DSVPWM 控制算法做进一步的研究探索，以降 低其 THD，实现对电机更高性能的控制． 4 结论 ( 1) 三电平 DSVPWM 调制算法通过合理选择两 种 DSVPWM 调制方法，可以实现不连续区域的宽度可 调，并以此来实现中点电压的平衡控制． ( 2) 通过合理调整发波序列，在电平跳变时加入 跳变处理方法，分析并解决了在电机的实际运行过程 中可能出现的 PN 电平跳变问题． ( 3) 仿真和实验分析显示了 DSVPWM 平衡算法 的可行性及 PN 型电平跳变处理的可靠性． · 685 ·

罗晓飞等：应用于NPC型逆变器的三电平不连续PWM方法 587· 两电容电压 A杆电店 500 400 200 400 300 200 20060020.30400.60.708 400 0.020.040.060080.100.12 0.14 电容电压差 A相电流 10 nneee 5 M 0.10.2 0.30.4050.60.70.8 0.020.040.060.080.10.120.14 时间s 时间s h AB相线电压 00 00 00 20 60 0.010.020.030.040.050.060.070.08 时间/s e 图9中点电压平衡控制仿真波形(m=0.8,f=50H).(a)两个电容电压及其偏差：(b)A相电压及相电流：(c)线电压4山 Fig.9 Simulation results for NP balancing control when m=0.8,f=50Hz:(a)voltage their eror:(b)voltage and current of phase A:(c)line voltage of u 500 40- 75 200 100 50 75 10 时间/ms 时间/s ( (b) 图10纯电阻负载实验波形.(a)A相相电压及线电压“山：(b)两电容电压和u2 Fig.10 Experimental results under pure resistive load:(a)voltage of Phase A and line voltage of(b)u and

罗晓飞等: 应用于 NPC 型逆变器的三电平不连续 PWM 方法 图 9 中点电压平衡控制仿真波形( m = 0. 8，f = 50 Hz) ． ( a) 两个电容电压及其偏差; ( b) A 相电压及相电流; ( c) 线电压 uab Fig． 9 Simulation results for NP balancing control when m = 0. 8，f = 50 Hz: ( a) voltage of uc1，uc2 and their error; ( b) voltage and current of phase A; ( c) line voltage of uab 图 10 纯电阻负载实验波形． ( a) A 相相电压及线电压 uab ; ( b) 两电容电压 uc1和 uc2 Fig． 10 Experimental results under pure resistive load: ( a) voltage of Phase A and line voltage of uab ; ( b) uc1 and uc2 · 785 ·

588 工程科学学报，第38卷，第4期 340 200 320 300 200 260 240 10 20 30 40 时间/ms 时间/s a b 图11电机负载试验波形.(a)线电压u山：(b)两电容端电压u和u2 Fig.11 Experimental results under motor load:(a)(b)u and 100 500(a (b) 80 60 40 20 -500L 0.100.120.140.160.180200.220.24 0102030405060708090100 时间/s 谐波阶次（基波的倍数） 图12对输出线电压“作快速傅里叶变换分析.(a)快速傅里叶变换计算所选择周期：(b)线电压快速傅里叶变换分析结果 Fig.12 FFT analysis of the line voltage (a)eycles selected for FFT analysis:(b)FFT analysis for the line voltage 参考文献 trol for three-evel inverters using a discontinuous pulse width mod- ulation.IEEE Trans Energy Conrers,2013,28(2):434 [1]Yu F,Zhang X F,Li H S,et al.A zero sequence offset time [6]Zhang Z,Thomsen O C,Andersen M A E.Discontinuous PWM based low loss and high performance PWM control method.Autom modulation strategy with circuit-evel decoupling concept of three- Electr Power Syst,2005,29(2):39 level neutral-point-elamped NPC)inverter.IEEE Trans Ind (于飞，张晓锋，李槐树，等。基于零序偏移时间的低耗高性 Electron,2013,60(5):1897 能PWM控制方法.电力系统自动化，2005,29(2)：39) [7]Helle L,Munk-Nielsen S,Enjeti P.Generalized discontinuous 2]An S L,Sun X D,Chen Y J,et al.A new generalized implemen- DC-Hink balancing modulation strategy for three-evel inverters/ tation method of discontinuous PWM.Proc CSEE,2012,32 Power Conversion Conference,PCC-saka 2002.Proceedings of (24):59 the IEEE,2002,2:359 (安少亮，孙向东，陈樱娟，等.一种新的不连续PWM统一 8] Song W X,Chen G C,Wu H,et al.A novel SVPWM strategy 化实现方法.中国电机工程学报，2012,32(24)：59) and its implementation considering neutral-point potential balan- B]Ma F M,Wu Z G,Hou X G,et al.Random space vector PWM cing for three-evel NPC inverter.Proc CSEE,2006,26(12):95 based on the generalized modulator.Proc CSEE,2007,27 (7): (宋文样，陈国呈，武慧，等.一种具有中点电位平衡功能的 98 三电平空间矢量调制方法及其实现.中国电机工程学报， (马丰民，吴正国，侯新国，等.基于统一PWM调制器的随 2006,26(12):95) 机空间矢量调制.中国电机工程报，2007,27(7)：98) 9] Ben-Brahim L.A discontinuous PWM method for balancing the 4]Zhou J H,Shen C W,Su Y M.Research on multi-evel inverter neutral point voltage in three-evel inverter-fed variable frequency discontinuous space vector modulation strategies.Power Electron, drives.IEEE Trans Energy Conrers,2008,23(4):1057 2005,39(5):15 10]Lin F,Du X.MATLAB Simulation of Power Electronic Applica- (周京华，沈传文，苏彦民.多电平逆变器不连续空间矢量调 tion Technology.Beijing:China Power Press,2009 制策略的研究.电力电子技术，2005,39(5)：15) (林飞，杜欣.电力电子应用技术的MATLAB仿真.北京： [5]Choi U M,Lee HH,Lee K B.Simple neutral-point voltage con- 中国电力出版社，2009)

工程科学学报，第 38 卷，第 4 期 图 11 电机负载试验波形． ( a) 线电压 uab ; ( b) 两电容端电压 uc1和 uc2 Fig． 11 Experimental results under motor load: ( a) uab ; ( b) uc1 and uc2 图 12 对输出线电压 uab作快速傅里叶变换分析． ( a) 快速傅里叶变换计算所选择周期; ( b) 线电压快速傅里叶变换分析结果 Fig． 12 FFT analysis of the line voltage uab : ( a) cycles selected for FFT analysis; ( b) FFT analysis for the line voltage uab 参 考 文 献 ［1］ Yu F，Zhang X F，Li H S，et al． A zero sequence offset time based low loss and high performance PWM control method． Autom Electr Power Syst，2005，29( 2) : 39 ( 于飞，张晓锋，李槐树，等． 基于零序偏移时间的低耗高性 能 PWM 控制方法． 电力系统自动化，2005，29( 2) : 39) ［2］ An S L，Sun X D，Chen Y J，et al． A new generalized implemen￾tation method of discontinuous PWM． Proc CSEE，2012，32 ( 24) : 59 ( 安少亮，孙向东，陈樱娟，等． 一种新的不连续 PWM 统一 化实现方法． 中国电机工程学报，2012，32( 24) : 59) ［3］ Ma F M，Wu Z G，Hou X G，et al． Ｒandom space vector PWM based on the generalized modulator． Proc CSEE，2007，27( 7) : 98 ( 马丰民，吴正国，侯新国，等． 基于统一 PWM 调制器的随 机空间矢量调制． 中国电机工程报，2007，27( 7) : 98) ［4］ Zhou J H，Shen C W，Su Y M． Ｒesearch on multi-level inverter discontinuous space vector modulation strategies． Power Electron， 2005，39( 5) : 15 ( 周京华，沈传文，苏彦民． 多电平逆变器不连续空间矢量调 制策略的研究． 电力电子技术，2005，39( 5) : 15) ［5］ Choi U M，Lee H H，Lee K B． Simple neutral-point voltage con￾trol for three-level inverters using a discontinuous pulse width mod￾ulation． IEEE Trans Energy Convers，2013，28( 2) : 434 ［6］ Zhang Z，Thomsen O C，Andersen M A E． Discontinuous PWM modulation strategy with circuit-level decoupling concept of three￾level neutral-point-clamped ( NPC ) inverter． IEEE Trans Ind Electron，2013，60( 5) : 1897 ［7］ Helle L，Munk-Nielsen S，Enjeti P． Generalized discontinuous DC-link balancing modulation strategy for three-level inverters / / Power Conversion Conference，PCC-Osaka 2002． Proceedings of the IEEE，2002，2: 359 ［8］ Song W X，Chen G C，Wu H，et al． A novel SVPWM strategy and its implementation considering neutral-point potential balan￾cing for three-level NPC inverter． Proc CSEE，2006，26( 12) : 95 ( 宋文祥，陈国呈，武慧，等． 一种具有中点电位平衡功能的 三电平空间矢量调制方法及其实现． 中国电机工程学报， 2006，26( 12) : 95) ［9］ Ben-Brahim L． A discontinuous PWM method for balancing the neutral point voltage in three-level inverter-fed variable frequency drives． IEEE Trans Energy Convers，2008，23( 4) : 1057 ［10］ Lin F，Du X． MATLAB Simulation of Power Electronic Applica￾tion Technology． Beijing: China Power Press，2009 ( 林飞，杜欣． 电力电子应用技术的 MATLAB 仿真． 北京: 中国电力出版社，2009) · 885 ·